Sensor27 de febrero de 202613 min de lectura

Acondicionamiento de señales de sensores: de la medición sin procesar a la lectura precisa

Cómo diseñar la interfaz del amplificador, el filtro y el ADC entre un sensor y un microcontrolador. Abarca los RTD, los termopares, las células de carga, las derivaciones de corriente y los bucles de 4 a 20 mA.

¿Qué es el acondicionamiento de señales?

Los sensores producen señales pequeñas, ruidosas o no lineales que son incompatibles con las entradas ADC del microcontrolador. El acondicionamiento de señales es la interfaz analógica que transforma estas señales en voltajes limpios y escalados listos para digitalizarse.

La cadena de señales: Sensor → Excitación → Amplificación → Filtrado → ADC

Cada etapa introduce errores. Utilice la [calculadora de presupuesto de precisión de los sensores] (/calculators/sensor/sensor-accuracy-budget) para realizar un seguimiento de la precisión total del sistema a lo largo de la cadena.

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Acondicionamiento de señales RTD (PT100/PT1000)

Un RTD (detector de temperatura de resistencia) cambia la resistencia con la temperatura. El PT100 sigue la ecuación de Callendar-Van Dusen:

R(T) = R_0 \left(1 + AT + BT^2\right) \quad \text{for } T \geq 0°C

donde

A = 3.9083 \times 10^{-3}

/°C,

B = -5.775 \times 10^{-7}

/°C².

Utilice la [calculadora de resistencia PT100] (/calculators/sensor/pt100-resistance) para encontrar R a cualquier temperatura.

Circuito de medición

El enfoque clásico es una fuente de corriente constante a través del RTD, que mide el voltaje:

V_{RTD} = I_{excitation} \times R(T)

La conexión de 3 cables elimina los errores de resistencia de los cables al medir la caída de tensión en el RTD por separado de la resistencia del cable portador de corriente.

La conexión de 4 hilos (Kelvin) elimina toda la resistencia de los cables y logra una precisión de 0,01 °C con una fuente de corriente de precisión.

Consideraciones clave

Autocalentamiento: demasiada corriente de excitación calienta el RTD. Mantenga $I^2 R < 1$ en mW.
Utilice un amplificador de instrumentación de bajo ruido (INA128, AD8221)
Se prefiere el PT1000 para diseños que funcionan con baterías (mayor resistencia = menor corriente de excitación)

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Acondicionamiento de señales de termopares

Los termopares generan una fuerza electromagnética muy pequeña (de microvoltios a milivoltios) proporcional a la diferencia de temperatura entre la unión caliente y la unión fría:

E = S \times (T_{hot} - T_{cold})

donde

S

es el coeficiente de Seebeck (tipo K: ~41 μV/°C).

Usa la [calculadora de voltaje de termopar] (/calculators/sensor/thermocouple-voltage) para encontrar el EMF esperado.

Compensación de uniones frías

La unión fría es donde el cable del termopar se conecta a su PCB. Su temperatura debe medirse (normalmente con un NTC o RTD en la PCB) y añadirse a la lectura.

Los circuitos integrados , como el MAX31855 (tipo K) o el LTC2986, gestionan la amplificación, la compensación de las uniones frías y la linealización de forma interna. Úselos a menos que tenga una razón para no hacerlo. El diseño discreto requiere: 1. Ganancia de aproximadamente 10 mV/°C mediante un amplificador de instrumentación de precisión 2. Un sensor de temperatura independiente para compensar las uniones frías 3. Una tabla de búsqueda de linealización o un polinomio en el firmware

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Acondicionamiento de señales con células de carga/galgas extensométricas

Una célula de carga es un puente de galgas extensométricas de Wheatstone. La salida a gran escala suele ser de 1 a 3 mV/V de excitación:

V_{out} = V_{excitation} \times S \times \frac{F}{F_{FS}}

Con una excitación de 5 V y una sensibilidad de 2 mV/V, a escala real = 10 mV, es decir, es pequeña y está sumida en el ruido.

Utilice la [calculadora de amplificadores de células de carga] (/calculators/sensor/load-cell-amplifier) para encontrar la ganancia requerida.

Selección de amplificador

INA125P/INA128 son opciones clásicas. El INA125 incluye una referencia de voltaje de precisión para la excitación:

Configure la ganancia con una resistencia externa: $G = 4 + 60\,\text{k}\Omega / R_G$ - Ruido de RTI: ~8 nV/√Hz típico, adecuado para ADC de 24 bits

El HX711 es un ADC de 24 bits diseñado específicamente para interfaces de sensores puente y células de carga. Se utiliza en prácticamente todos los diseños de básculas de bajo coste.

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Detección de corriente con resistencias de derivación

La corriente se mide por la caída de voltaje en una resistencia en derivación de bajo valor:

V_{shunt} = I \times R_{shunt}

Una derivación de 10 mΩ a 10 A emite 100 mV, una señal razonable para un amplificador diferencial.

Utilice la [calculadora de derivación de corriente] (/calculators/sensor/current-shunt) para verificar el voltaje de la derivación, la disipación de potencia y la resolución del ADC.

Detección de lado alto frente a lado de lado bajo

Lado bajo (derivación entre la carga y el GND) : El más sencillo. El amplificador de un solo extremo funciona. Problema: la carga no está en el suelo real. Lado alto (derivación entre el suministro y la carga) : La carga permanece en el suelo real, sin desplazamiento hacia el suelo. Requiere un amplificador diferencial o un circuito integrado de detección de corriente bidireccional (INA219, INA240).

Selección de la resistencia de derivación
$R_{shunt} = \frac{V_{full-scale}}{I_{max} \times G_{amp}}$
Objetivo $V_{shunt}$ = 50—100 mV a gran escala. Demasiado pequeño → SNR deficiente. Demasiado grande → disipación de potencia excesiva ( $P = I^2 R$ ).

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Acondicionamiento de señal con fotodiodo /sensor óptico

Los fotodiodos producen corriente proporcional a la luz incidente. Un amplificador de transimpedancia (TIA) convierte esto en voltaje:

V_{out} = I_{photo} \times R_f

Una fotocorriente de 10 μA con

R_f

= 100 kΩ produce una salida de 1 V.

Utilice la [calculadora TIA de fotodiodos] (/calculators/sensor/transimpedancia de fotodiodos) para encontrar el ancho de banda y el ruido.

Estabilidad

El TIA puede oscilar sin un condensador de retroalimentación. Agregue $C_f$ a $R_f$ para estabilizar:

f_{-3dB} = \frac{1}{2\pi R_f C_f}

Por lo general,

C_f

= 1—10 pF proporciona estabilidad a la vez que mantiene un ancho de banda adecuado.

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Bucle de corriente de 4 a 20 mA

Los sensores industriales utilizan un bucle de corriente de 4 a 20 mA en tramos de cable largos (hasta 1 km). La codificación actual es inmune a la resistencia del cable:

4 mA = 0% del alcance (también proporciona energía al transmisor)
20 mA = 100% del alcance

Utilice la [calculadora de transmisores de 4 a 20 mA] (/calculators/sensor/transmisor de 4 a 20 mA) para encontrar el valor del sensor a partir de la corriente de bucle y verificar el balance de voltaje.

Recepción de la señal

En el receptor, una resistencia de precisión de 250 Ω convierte de 4 a 20 mA a 1 a 5 V (para un ADC de 0 a 5 V):

V_{sense} = I_{loop} \times 250\,\Omega

Este rango de 1 a 5 V indica cómodamente las roturas de los cables (0 V) y los fallos de los sensores (<1 V).

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Elaboración de un presupuesto preciso

Todos los componentes de la cadena de señales generan errores:

Fuente	Error típico
No linealidad del sensor	0,1— 0,5% FS
Compensación del amplificador	0.02— 0.2% FS
Cuantificación ADC	LSB/2
Deriva de temperatura	50—500 ppm/°C
Tensión de referencia	0,05— 0,5%

La precisión total del sistema (método RSS):

e_{total} = \sqrt{e_1^2 + e_2^2 + \cdots + e_n^2}

Utilice la [calculadora de presupuesto de precisión de los sensores] (/calculators/sensor/sensor-accuracy-budget) para modelar la precisión de su sistema en función de la temperatura.

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Resumen

Tipo de sensor	Salida típica	IC recomendado
PT100 RTD	100—400 Ω	INA128 + fuente de corriente constante
Termopar	1—50 mV	MAX31855
Celda de carga	1—10 mV	HX711 o INA125
Fotodiodo	1 Na—100 μA	TIA con OPA2134
Derivación de corriente	10—100 mV	INA219 o INA240
Bucle de 4 a 20 mA	de 1 a 5 V (a través de 250 Ω)	ADC direct

Los errores más comunes: subamplificar los sensores de puente (muy poca ganancia), ignorar la compensación de las uniones frías en los diseños de termopares y olvidar el condensador de retroalimentación en los circuitos TIA.

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