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Constructor de Capas PCB

Construya su placa capa por capa y calcule la impedancia controlada para cualquier pista — microstrip, stripline, pares diferenciales o guía de onda coplanar.

⠇⠇SMSoldermask (top)
mm
⠇⠇CuL1 — Signal
⠇⠇PPPrepreg
mm
⠇⠇CuL2 — Ground
⠇⠇CoreCore — FR4
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⠇⠇CuL3 — Power
⠇⠇PPPrepreg
mm
⠇⠇CuL4 — Signal
⠇⠇SMSoldermask (bottom)
mm
1.555 mm0.0250Soldermask (top)1 ozL1 — Signal0.100Prepreg0.5 ozL2 — Ground1.200Core — FR40.5 ozL3 — Power0.100Prepreg1 ozL4 — Signal0.0250Soldermask (bottom)

Trace Specification

Results

Configure trace parameters and run the calculation to see results.

Cómo Funciona la Impedancia Controlada

Una pila de PCB define cada capa de la placa (cobre, dieléctrica y máscara de soldadura) y controla el entorno eléctrico por el que viajan las señales. Cuando una señal de alta velocidad o de radiofrecuencia se propaga a lo largo de una traza, se comporta como una línea de transmisión: tiene una impedancia característica Z determinada completamente por la geometría y las propiedades del material que la rodea. Los cuatro parámetros clave que definen el valor de Z son: • Ancho de trazo (W): los trazos más anchos reducen la impedancia • Altura dieléctrica (H): distancia al plano de referencia más cercano; una H mayor aumenta la impedancia • Grosor del conductor (T): el cobre más grueso reduce ligeramente la impedancia mediante la corrección de ancho efectiva • Permitividad relativa (μ): un punto más alto reduce tanto la velocidad de propagación como la de Z En el caso de una microbanda (capa exterior con el trazo en la parte superior), el campo existe en parte en el dieléctrico y en parte en el aire que lo recubre, lo que da como resultado un μefectivo comprendido entre 1 y el valor del sustrato. En el caso de una línea de banda (capa interna, completamente enterrada), el campo está completamente dentro del dieléctrico, por lo que μ_eff es igual al valor volumétrico y el retardo de propagación es mayor. La posición de la FR4 no es una constante: oscila entre ~4,6 a 1 MHz y ~4,2 a 5 GHz, debido a la absorción de humedad y al modelo de dispersión de Djordjevic-Sarkar. Los materiales de Rogers, como el RO4350B, se especifican a 3,48 ± 0,05 de 1 a 10 GHz, por lo que se prefieren por encima de los 2 GHz. El retardo de propagación (t_pd) es el siguiente: t_pd = √τ_eff/c≈ 6,2 ps/mm para las microtiras FR4 estándar de 50 Ω. En el caso de las DDR4 a 1,6 GT/s, una falta de coincidencia de 10 mm en la longitud provoca un sesgo de aproximadamente 62 ps, lo que es significativo en comparación con la interfaz de usuario de ~312 ps. La impedancia controlada se especifica en el plano de fabricación a modo de nota (por ejemplo, «50 Ω ± 10% en L1/L4 según IPC-2141A») y la fábrica la mide con un cupón. El estándar JLC de 4 capas alcanza un ± 10%; los procesos avanzados alcanzan un ± 5%.

Ejemplo Práctico

Problema
Está diseñando un front-end WiFi 2.4 GHz en una placa JLC estándar de 4 capas (1.6 mm total, FR4, 1 oz cobre exterior). La pista RF en L1 debe ser 50 Ω. ¿Qué ancho de pista necesita?
Solución
La JLC estándar de 4 capas usa un preimpregnado de 0.1 mm entre L1 y L2. L2 es el plano de referencia de tierra. El peso de cobre es 1 oz (34.8 µm).

Para microstrip en FR4 con H = 0.100 mm, T = 0.035 mm, εᵣ = 4.5, la fórmula Hammerstad-Jensen da Z₀ ≈ 44 Ω con W = 0.200 mm. Usando la función Resolver con Z₀ objetivo = 50 Ω → ancho resuelto ≈ 0.158 mm (εᵣ_eff ≈ 3.39).

Retardo de propagación: t_pd = √3.39 / 299.8 ≈ 6.13 ps/mm. Una pista de alimentación de antena de 25 mm añade ~153 ps.

Nota de fabricación: “Microstrip L1/L4: W = 0.16 mm, Z₀ = 50 Ω ±10%, según IPC-2141A. Rutar sobre planos de tierra sólidos L2/L3.”

Consejos Prácticos

  • ✓Confirma siempre el tamaño real de tu fábrica antes de diseñarla. JLC, PCBway y OSHpark publican sus espesores dieléctricos exactos y sus valores de μ; no presupongas números FR4 genéricos.
  • ✓Utilice cobre de 1 onza en las capas de señal para un control más estricto de la impedancia. 2 oz aumentan el ancho de trazo efectivo y desplaza el Z entre 3 y 5 Ω para un ancho de diseño determinado.
  • ✓Dirige trazas controladas por impedancia sobre planos de referencia continuos. Cualquier ranura, corte o tapón en el plano de referencia situado justo debajo del trazado perturba la trayectoria de la corriente de retorno y degrada la impedancia entre un 10 y un 30%.
  • ✓Agregue un espacio de 3 mm alrededor de las trazas controladas por impedancia en el cobre para evitar que se vierta. Un vertido de cobre vecino con el mismo potencial que el plano de referencia puede actuar como protección contra el suelo, lo que resulta útil para el CPWG.
  • ✓En el caso de los pares diferenciales (USB, PCIe, HDMI, Ethernet), mantenga constante el espaciado de las trazas a lo largo de toda la ruta, incluso en las vías y los conectores. Incluso un segmento corto con un espaciado mayor aumenta el Zdiff y reduce la pérdida de retorno.
  • ✓A frecuencias de GHz, utilice materiales FR4-HF, Isola I-Speed o Rogers. La tangente de pérdida estándar del FR4 (tan δ ≈ 0,020) provoca una atenuación de 0,5 a 1,5 dB/cm a 5 GHz, lo que es importante para trazas más largas.
  • ✓Incluya siempre una nota de impedancia controlada y un cupón de impedancia en su paquete Gerber. Sin un cupón, la fábrica no puede verificar el cumplimiento y no hay trazabilidad en caso de que se produzcan fallos.
  • ✓Compruebe el efecto de máscara de soldadura: una capa de máscara de soldadura de 25 µm sobre una microtira reduce el Zentre 1 y 2 Ω. Utilice el modo Microstrip integrado en esta herramienta para modelarla con precisión.

Errores Comunes

  • ✗Uso de un valor de μincorrecto. Por lo general, el FR4 se especifica en 1 MHz (μ≈ 4,6), pero debes usar el valor que depende de la frecuencia. A 1 GHz es de ~4,4; a 5 GHz es de ~4,2. Si se utiliza 4,5 a 5 GHz, se añade un error de Z de aproximadamente un 3%.
  • ✗Colocar una traza de impedancia controlada en una capa interior y utilizar Symmetric Stripline cuando la geometría sea realmente asimétrica. El JLC de 4 capas tiene un material preimpregnado de 0,1 mm por encima de la L2 y un núcleo de 1,2 mm por debajo; utilice una línea de banda asimétrica para la L2.
  • ✗Olvidar que el grosor del cobre cambia la impedancia. Al pasar de 0,5 onzas a 1 onza de cobre exterior en una microtira de 50 Ω, el ancho resuelto cambia en unos 15 µm, lo que resulta relevante cuando se requiere una tolerancia ajustada del ± 5%.
  • ✗Recorrer trazas con impedancia controlada a través de campos sin puntos de sutura. Cada espacio sin costuras en el plano de referencia introduce una discontinuidad de impedancia local que refleja la energía hacia la fuente.
  • ✗Suponiendo que el retraso de propagación es el mismo en todas las capas. Una microtira exterior (μ_eff ≈ 3,4) se propaga a ~6,1 ps/mm, mientras que una línea de banda simétrica (μ_eff = 4,5) se propaga a ~7,1 ps/mm. La coincidencia de longitudes entre capas requiere tener en cuenta esta diferencia de aproximadamente un 14%.
  • ✗Especificar la impedancia controlada sin cupón. Sin un cupón de prueba en el panel, la fábrica no puede verificar tu impedancia mediante el TDR y no se puede diagnosticar ningún fallo de producción relacionado con la impedancia.
  • ✗Cambiar la pila de capas a mitad del diseño y olvidar actualizar los cálculos de impedancia. Si añades una capa o cambias el grosor de un núcleo, todos los anchos de traza calculados anteriormente dejarán de ser válidos.

Preguntas Frecuentes

La impedancia controlada significa diseñar y fabricar una traza de PCB para que tenga una impedancia característica específica Z, normalmente 50 Ω para RF/microondas o un diferencial de 100 Ω para interfaces digitales. En las frecuencias bajas, la integridad de la señal está dominada por la resistencia; en las frecuencias altas (aproximadamente por encima de los 100 MHz o cuando la longitud de la traza supera una décima parte de la longitud de onda de la señal), la traza se comporta como una línea de transmisión. Si la impedancia de la traza no coincide con la fuente y la carga, parte de la señal se refleja de nuevo, lo que provoca un timbre, reduce la apertura de los ojos y degrada la integridad de la señal.
La mayoría de las fábricas de PCB estándar (JLC, PCBway, OSHpark) pueden alcanzar una impedancia controlada de ± 10%. Los procesos avanzados o las fábricas de placas de RF dedicadas ofrecen un ± 5%. Para trabajar con radiofrecuencia a 2,4 GHz, normalmente es aceptable un ± 10%; una traza de 50 Ω a ± 10% da entre 45 y 55 Ω, lo que da como resultado un VSWR, en el peor de los casos, de aproximadamente 1, 22:1 (pérdida de retorno de ~ 20 dB). Para la producción con ondas milimétricas o de gran volumen, solicite un ± 5% y compruébelo con los cupones de medición del TDR.
La microtira es un rastro en la capa exterior de la PCB, con un dieléctrico en la parte inferior y aire (o máscara de soldadura) en la parte superior. Como parte del campo está en el aire (μ= 1), la permitividad efectiva es menor y la impedancia mayor para una anchura determinada. La línea de banda es una traza en una capa interna, completamente rodeada de material dieléctrico. Todo el campo está en el dieléctrico, lo que proporciona una eficacia mayor, una propagación más lenta y una mayor atenuación. Stripline ofrece un mejor aislamiento y protección contra las interferencias externas; el microstrip es más fácil de fabricar y diagnosticar.
El CPWG coloca el cobre molido de forma coplanaria con la traza en ambos lados, además del plano de tierra que se encuentra debajo. Esta combinación permite un control estricto de la impedancia con un sustrato más grueso (útil cuando se necesita alejar el plano de referencia) y proporciona un blindaje lateral. Se suele utilizar en diseños de PCB de radiofrecuencia en los que el plano de referencia del suelo está a más de 0,3 mm de distancia, o para transiciones entre conectores y placas de chips en las que se necesita una referencia de masa bien definida cerca de la señal. La distancia de separación coplanar g es un parámetro de ajuste adicional junto con el ancho de la traza.
El FR4 estándar tiene μ≈ 4,5—4,7 a 1 MHz, cayendo a aproximadamente 4,2—4,4 a 1 GHz y 4,0—4,2 a 5 GHz. Esto se modela mediante la ecuación de dispersión de Djordjevic-Sarkar. La variación se debe a la relajación de los dipolos del polímero epoxídico a frecuencias más altas. Esta herramienta aplica ese modelo de dispersión al introducir una frecuencia en el campo «Frecuencia (GHz)»; los valores de μque se muestran están corregidos en frecuencia. Para diseños que superen los 2 GHz, utilice los valores medidos de las hojas de datos o elija laminados de baja pérdida (Rogers, Isola I-Speed) con un valor específico de μ.
La línea de banda simétrica tiene la traza centrada exactamente entre dos planos de referencia, con la misma altura dieléctrica por encima y por debajo. La fórmula es simple y la impedancia es la misma independientemente de si giras la placa. La línea de banda asimétrica tiene alturas desiguales por encima y por debajo del trazo. Este es el caso habitual de las capas interiores: en una placa de 4 capas, la L2 se sitúa 0,1 mm por debajo de la L1 (la capa preimpregnada) y 1,2 mm por encima de la L3 (el núcleo), lo que la hace muy asimétrica. En el caso de geometrías asimétricas con una relación de altura superior a 2:1, seleccione siempre «Línea de banda asimétrica», ya que la fórmula simétrica sobreestima el Z₂ entre un 10 y un 25% en esos casos.
Retraso de propagación t_pd = √μ_eff/c, donde c= 299,8 mm/ns. Para una microbanda FR4 de 50 Ω (μ_eff ≈ 3.4), t_pd ≈ 6.1 ps/mm. Para una línea de banda (μ_eff = 4,5), t_pd ≈ 7,1 ps/mm. La DDR4 a 3200 MT/s tiene un intervalo entre unidades de 312 ps; la PCIe Gen 3 requiere un sesgo inferior a ±20 ps dentro de un par diferencial. Si la longitud de trazo de 10 mm no coincide en el microstrip del FR4, se produce un sesgo de aproximadamente 61 ps, suficiente para superar los márgenes temporales de la DDR4. El valor del «retraso de propagación» de esta herramienta se muestra para la geometría actual y se puede comparar directamente con las especificaciones de la interfaz.
La fórmula de forma cerrada de Hammerstad-Jensen para microtiras tiene una precisión de ± 1— 2% para geometrías de PCB típicas (0,1 ≤ W/H ≤ 10, T/H < 0,2). Las fórmulas Stripline tienen una precisión de ± 1,5%. Los errores aumentan en las proporciones W/H extremas (trazas muy estrechas o muy anchas), en las transiciones o cerca de ellas a través de almohadillas y vapores de cobre. Para los diseños en los que la tolerancia de impedancia es fundamental (± 3% o más), complemente estos cálculos con una simulación EM en 2,5D o 3D (por ejemplo, HyperLynx, CST u OpenEMS). Para trabajos con una tolerancia estándar de ± 10%, Hammerstad-Jensen es totalmente adecuado.
Sí, pero la vía es una discontinuidad. Una vía pasante tiene un conector capacitivo (el cilindro inferior no utilizado) y una sección inductiva que desplaza la impedancia localmente. Para frecuencias inferiores a ~1 GHz, esto suele ser aceptable con las vías estándar. Por encima de 1 GHz, utilice vías integradas en el panel, vías perforadas hacia atrás (profundidad controlada) o microvías en las tarjetas HDI para minimizar la interferencia. Asegúrese también de que el plano de referencia siga el trazado de la señal en la capa de destino: si L1 utiliza L2 como base, tras la transición a L3, la referencia debe ser L2 o L4, con una costura cercana para proporcionar una ruta de retorno de baja impedancia.
La pérdida de conductor (efecto piel) y la pérdida dieléctrica juntas establecen la atenuación total. Para una microbanda de cobre de 50 Ω y 1 onza en el FR4 estándar a frecuencias comunes: a 1 GHz ≈ 0,10 a 0,15 dB/cm; a 2,4 GHz ≈ 0,20 a 0,30 dB/cm; a 5 GHz ≈ 0,40 a 0,60 dB/cm. Un rastro WiFi de 10 cm a 5 GHz puede perder entre 4 y 6 dB, lo que es significativo antes del LNA. Introduzca una frecuencia en el campo «Frecuencia (GHz)» de esta herramienta para calcular la atenuación conductora y dieléctrica por separado para su geometría y material específicos.