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Constructeur de Couches PCB

Construisez votre carte couche par couche, puis calculez l'impédance contrôlée pour toute piste — microstrip, stripline, paires différentielles ou guide d'onde coplanaire.

⠇⠇SMSoldermask (top)
mm
⠇⠇CuL1 — Signal
⠇⠇PPPrepreg
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⠇⠇CuL2 — Ground
⠇⠇CoreCore — FR4
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⠇⠇CuL3 — Power
⠇⠇PPPrepreg
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⠇⠇CuL4 — Signal
⠇⠇SMSoldermask (bottom)
mm
1.555 mm0.0250Soldermask (top)1 ozL1 — Signal0.100Prepreg0.5 ozL2 — Ground1.200Core — FR40.5 ozL3 — Power0.100Prepreg1 ozL4 — Signal0.0250Soldermask (bottom)

Trace Specification

Results

Configure trace parameters and run the calculation to see results.

Comment fonctionne l'impédance contrôlée

Un empilement de circuits imprimés définit chaque couche de votre carte (cuivre, diélectrique et masque de soudure) et contrôle l'environnement électrique traversé par les signaux. Lorsqu'un signal à haute vitesse ou RF se propage le long d'une trace, il se comporte comme une ligne de transmission : son impédance caractéristique Z est entièrement déterminée par la géométrie et les propriétés des matériaux qui l'entourent. Les quatre paramètres clés qui définissent Z sont les suivants : • Largeur de trace (W) : les traces plus larges réduisent l'impédance • Hauteur diélectrique (H) : distance par rapport au plan de référence le plus proche ; un H plus élevé augmente l'impédance • Épaisseur du conducteur (T) : un cuivre plus épais réduit légèrement l'impédance grâce à la correction de largeur effective • Permittivité relative () : une valeur plus élevée, plus la valeur Z et la vitesse de propagation sont réduites Pour un microruban (couche extérieure, trace sur le dessus), le champ existe en partie dans le diélectrique et en partie dans l'air au-dessus, ce qui donne une valeur effective d'une fraction comprise entre 1 et la valeur du substrat. Pour une stripline (couche interne, entièrement enterrée), le champ se situe entièrement dans le diélectrique, donc, le coefficient de propagation est égal à la valeur de masse et le délai de propagation est plus élevé. La valeur de FR4 n'est pas une constante : elle varie de ~4,6 à 1 MHz à ~4,2 à 5 GHz en raison de l'absorption d'humidité et du modèle de dispersion de Djordjevic-Sarkar. Les matériaux Rogers tels que le RO4350B sont spécifiés à 3,48 ± 0,05 entre 1 et 10 GHz, c'est pourquoi ils sont préférés au-dessus de 2 GHz. Le délai de propagation (t_pdd) est le suivant : t_pd= \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ \ displaystyle \ /c/ ≈ 6,2 ps/mm pour un microruban FR4 standard à 50 Ω. Pour la DDR4 à 1,6 GT/s, un décalage de 10 mm de longueur provoque un décalage d'environ 62 ps, ce qui est significatif par rapport à l'interface utilisateur d'environ 312 ps. L'impédance contrôlée est spécifiée sur le dessin de fabrication sous forme de note (par exemple, « 50 Ω ± 10 % sur L1/L4 selon IPC-2141A ») et l'usine la mesure sur un coupon. La norme JLC à 4 couches atteint ± 10 % ; les processus avancés atteignent ± 5 %.

Exemple pratique

Problème
Vous concevez un front-end WiFi 2,4 GHz sur une carte JLC standard 4 couches (1,6 mm total, FR4, 1 oz cuivre extérieur). La piste RF sur L1 doit être de 50 Ω. Quelle largeur de piste vous faut-il ?
Solution
Le JLC standard 4 couches utilise un préimprégné de 0,1 mm entre L1 et L2. L2 est le plan de masse de référence. Le poids de cuivre est 1 oz (34,8 µm).

Pour un microstrip sur FR4 avec H = 0,100 mm, T = 0,035 mm, εᵣ = 4,5, la formule Hammerstad-Jensen donne Z₀ ≈ 44 Ω pour W = 0,200 mm. En utilisant la fonction Résoudre avec Z₀ cible = 50 Ω → largeur résolue ≈ 0,158 mm (εᵣ_eff ≈ 3,39).

Retard de propagation : t_pd = √3,39 / 299,8 ≈ 6,13 ps/mm. Une piste d'alimentation d'antenne de 25 mm ajoute ~153 ps.

Note de fabrication : “Microstrip L1/L4 : W = 0,16 mm, Z₀ = 50 Ω ±10%, selon IPC-2141A. Router sur des plans de masse solides L2/L3.”

Conseils pratiques

  • ✓Vérifiez toujours l'empilement réel de votre usine avant de concevoir. JLC, PCBWay et OSHpark publient chacun leurs épaisseurs diélectriques exactes et leurs valeurs. Ne supposez pas de nombres FR4 génériques.
  • ✓Utilisez 1 oz de cuivre sur les couches de signal pour un contrôle plus précis de l'impédance. 2 oz augmente la largeur de trace effective et décale Z de 3 à 5 Ω pour une largeur de disposition donnée.
  • ✓Acheminez des traces à impédance contrôlée sur des plans de référence continus. Toute fente, découpe ou via des antipastilles dans le plan de référence directement en dessous de la trace perturbe le trajet du courant de retour et dégrade l'impédance de 10 à 30 %.
  • ✓Ajoutez un dégagement de 3 mil autour des traces à impédance contrôlée dans le bouchon de coulée en cuivre. Une coulée de cuivre voisine au même potentiel que le plan de référence peut servir de bouclier de masse, ce qui est utile pour le CPWG.
  • ✓Pour les paires différentielles (USB, PCIe, HDMI, Ethernet), maintenez l'espacement des traces constant tout au long du trajet, y compris au niveau des vias et des connecteurs. Même un segment court avec un espacement plus large augmente Zdiff et réduit la perte de retour.
  • ✓Aux fréquences GHz, utilisez des matériaux FR4-HF, Isola I-Speed ou Rogers. La tangente de perte FR4 standard (tan δ ≈ 0,020) provoque une atténuation de 0,5 à 1,5 dB/cm à 5 GHz, ce qui est significatif pour les traces plus longues.
  • ✓Incluez toujours une note d'impédance contrôlée et un coupon d'impédance dans votre package Gerber. Sans coupon, l'usine ne peut pas vérifier la conformité et vous n'avez aucune traçabilité en cas de panne.
  • ✓Vérifiez l'effet du masque de soudure : une couche de masque de soudure de 25 µm sur un microruban abaisse la valeur Z d'environ 1 à 2 Ω. Utilisez le mode Microstrip intégré dans cet outil pour le modéliser avec précision.

Erreurs courantes

  • ✗Utilisation de la mauvaise valeur. FR4 est généralement spécifié à 1 MHz () ≈ 4,6, mais vous devez utiliser la valeur qui dépend de la fréquence. À 1 GHz, elle est d'environ 4,4 ; à 5 GHz, elle est d'environ 4,2. L'utilisation de 4,5 à 5 GHz ajoute une erreur Z d'environ 3 %.
  • ✗Placer une trace d'impédance contrôlée sur une couche interne et utiliser le symetric stripline lorsque la géométrie est réellement asymétrique. La couche JLC 4 a un préimprégné de 0,1 mm au-dessus de la couche L2 et un noyau de 1,2 mm en dessous. Utilisez une bande stripline asymétrique pour la couche L2.
  • ✗Oublier que l'épaisseur du cuivre modifie l'impédance. Le passage de 0,5 oz à 1 oz de cuivre externe sur un microruban de 50 Ω modifie la largeur résolue d'environ 15 µm, ce qui est pertinent lorsqu'une tolérance étroite de ± 5 % est requise.
  • ✗Exécution de traces à impédance contrôlée à travers des champs de via sans motifs de couture. Chaque espace non cousu dans le plan de référence introduit une discontinuité d'impédance locale qui renvoie l'énergie vers la source.
  • ✗En supposant que le délai de propagation est le même sur toutes les couches. Un microruban externe () () se propage à ~6,1 ps/mm tandis qu'un ruban symétrique () se propage à ~7,1 ps/mm. La correspondance des longueurs entre les couches nécessite la prise en compte de cette différence d'environ 14 %.
  • ✗Spécifier une impédance contrôlée sans coupon. Sans coupon de test sur le panneau, l'usine ne peut pas vérifier votre impédance par TDR et aucune défaillance liée à l'impédance en production ne peut être diagnostiquée.
  • ✗Changer la pile de couches en cours de conception et oublier de mettre à jour les calculs d'impédance. Si vous ajoutez une couche ou modifiez l'épaisseur d'un noyau, toutes les largeurs de trace précédemment calculées ne sont plus valides.

Questions fréquemment posées

L'impédance contrôlée signifie la conception et la fabrication d'une trace de circuit imprimé ayant une impédance caractéristique spécifique Z, généralement 50 Ω pour les interfaces RF/micro-ondes ou un différentiel de 100 Ω pour les interfaces numériques. Aux basses fréquences, l'intégrité du signal est dominée par la résistance ; aux hautes fréquences (approximativement supérieures à 100 MHz ou lorsque la longueur de la trace dépasse 1/10 de la longueur d'onde du signal), la trace se comporte comme une ligne de transmission. Si l'impédance de trace ne correspond pas à la source et à la charge, une partie du signal est réfléchie, ce qui provoque des sonneries, une réduction de l'ouverture des yeux et une dégradation de l'intégrité du signal.
La plupart des usines de circuits imprimés standard (JLC, PCBWay, OSHpark) peuvent atteindre une impédance contrôlée de ± 10 %. Les processus avancés ou les usines de fabrication de cartes RF dédiées offrent ± 5 %. Pour un travail RF à 2,4 GHz, ± 10 % est généralement acceptable. Une trace de 50 Ω à ± 10 % donne 45 à 55 Ω, ce qui donne un VSWR dans le pire des cas d'environ 1, 22:1 (perte de retour d'environ 20 dB). Pour la production à ondes millimétriques ou à volume élevé, demandez ± 5 % et vérifiez à l'aide de coupons de mesure TDR.
Le microruban est une trace sur la couche externe du PCB, avec un diélectrique en dessous et de l'air (ou un masque de soudure) au-dessus. Comme une partie du champ est dans l'air (), la permittivité effective est plus faible et l'impédance est plus élevée pour une largeur donnée. La stripline est une trace sur une couche interne, entièrement entourée d'un matériau diélectrique. La totalité du champ se trouve dans le diélectrique, ce qui donne une efficacité plus élevée, une propagation plus lente et une plus grande atténuation. Le Stripline offre une meilleure isolation et une meilleure protection contre les interférences externes ; le microruban est plus simple à fabriquer et à diagnostiquer.
Le CPWG place le cuivre rectifié de manière coplanaire avec la trace des deux côtés, en plus du plan de masse situé en dessous. Cette combinaison permet un contrôle précis de l'impédance avec un substrat plus épais (utile lorsque vous avez besoin d'un plan de référence éloigné) et fournit un blindage latéral. Il est couramment utilisé dans les conceptions de circuits imprimés RF où le plan de référence de masse est situé à plus de 0,3 mm, ou pour les transitions autour de connecteurs et de pastilles où vous avez besoin d'une référence de masse bien définie proche du signal. La distance d'écart coplanaire g est un paramètre de réglage supplémentaire à côté de la largeur de trace.
Le FR4 standard a une valeur de 4,5—4,7 à 1 MHz, tombant à environ 4,2 à 4,4 à 1 GHz et 4,0—4,2 à 5 GHz. Ceci est modélisé par l'équation de dispersion de Djordjevic-Sarkar. La variation est due à la relaxation des dipôles du polymère époxy à des fréquences plus élevées. Cet outil applique ce modèle de dispersion lorsque vous entrez une fréquence dans le champ « Fréquence (GHz) ». Les valeurs de la fréquence affichées sont corrigées en fonction de la fréquence. Pour les conceptions supérieures à 2 GHz, utilisez les valeurs mesurées dans les fiches techniques ou choisissez des laminés à faible perte (Rogers, Isola I-Speed) dont la valeur est strictement spécifiée.
La bande symétrique a la trace centrée exactement entre deux plans de référence, avec une hauteur diélectrique égale au-dessus et en dessous. La formule est simple et l'impédance est la même, que vous fassiez pivoter la carte. La stripline asymétrique présente des hauteurs inégales au-dessus et en dessous de la trace. C'est le cas le plus courant pour les couches internes : sur une carte à 4 couches, la couche L2 se situe 0,1 mm en dessous de L1 (le préimprégné) et 1,2 mm au-dessus de la couche L3 (le noyau), ce qui la rend très asymétrique. Pour les géométries asymétriques dont les rapports de hauteur sont supérieurs à 2:1, sélectionnez toujours « Asymmetric Stripline » : la formule symétrique surestime Z de 10 à 25 % dans de tels cas.
Délai de propagation t_pd= √ ᵉ _eff/c, où c= 299,8 mm/ns. Pour un microruban FR4 de 50 Ω (, eff ≈ 3,4), t_pr ≈ 6,1 ps/mm. Pour la ligne stripline (, eff = 4,5), t_pr ≈ 7,1 ps/mm. La DDR4 à 3200 MT/s a un intervalle unitaire de 312 ps ; le PCIe Gen 3 nécessite un biais inférieur à ±20 ps au sein d'une paire différentielle. Une différence de longueur de trace de 10 mm sur une microruban FR4 introduit une distorsion d'environ 61 ps, suffisante pour violer les marges de synchronisation de la DDR4. La valeur « Délai de propagation » de cet outil est affichée pour la géométrie actuelle et peut être directement comparée à la spécification de votre interface.
La formule de forme fermée de Hammerstad-Jensen pour les microrubans est précise à ±1 à 2 % pour les géométries de PCB typiques (0,1 ≤ W/H ≤ 10, T/H < 0,2). Les formules Stripline sont précises à ± 1,5 %. Les erreurs augmentent lorsque les rapports W/H sont extrêmes (traces très étroites ou très larges), lors des transitions ou à proximité de pastilles et de coulées de cuivre. Pour les conceptions où la tolérance d'impédance est critique (± 3 % ou plus), complétez ces calculs par une simulation EM 2,5D ou 3D (par exemple HyperLynx, CST ou OpenEMS). Pour les travaux de tolérance d'usine standard de ± 10 %, Hammerstad-Jensen convient parfaitement.
Oui, mais le via est une discontinuité. Un trou traversant comporte un embout capacitif (le barillet inférieur non utilisé) et une section inductive qui modifie l'impédance localement. Pour les fréquences inférieures à ~1 GHz, cela est généralement acceptable avec les vias standard. Au-delà de 1 GHz, utilisez des vias via-in-pad, des vias rétro-percés (profondeur contrôlée) ou des micro-vias sur les cartes HDI pour minimiser le stub. Assurez-vous également que le plan de référence suit la trace du signal sur la couche de destination. Si L1 utilise L2 comme masse, après le passage à L3, la référence doit être L2 ou L4, avec une couture à proximité pour fournir un chemin de retour à faible impédance.
La perte de conducteur (effet cutané) et la perte diélectrique définissent ensemble l'atténuation totale. Pour un microruban de cuivre de 50 Ω 1 oz sur du FR4 standard à des fréquences communes : à 1 GHz ≈ 0,10 à 0,15 dB/cm ; à 2,4 GHz ≈ 0,20 à 0,30 dB/cm ; à 5 GHz ≈ 0,40 à 0,60 dB/cm. Une trace WiFi de 10 cm à 5 GHz peut perdre 4 à 6 dB, ce qui est significatif avant votre LNA. Entrez une fréquence dans le champ « Fréquence (GHz) » de cet outil pour calculer séparément l'atténuation du conducteur et du diélectrique pour votre géométrie et votre matériau spécifiques.