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Constructeur de Couches PCB

Construisez votre carte couche par couche, puis calculez l'impédance contrôlée pour toute piste — microstrip, stripline, paires différentielles ou guide d'onde coplanaire.

⠇⠇SMSoldermask (top)
mm
⠇⠇CuL1 — Signal
⠇⠇PPPrepreg
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⠇⠇CuL2 — Ground
⠇⠇CoreCore — FR4
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⠇⠇CuL3 — Power
⠇⠇PPPrepreg
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⠇⠇CuL4 — Signal
⠇⠇SMSoldermask (bottom)
mm
1.555 mm0.0250Soldermask (top)1 ozL1 — Signal0.100Prepreg0.5 ozL2 — Ground1.200Core — FR40.5 ozL3 — Power0.100Prepreg1 ozL4 — Signal0.0250Soldermask (bottom)

Trace Specification

Results

Configure trace parameters and run the calculation to see results.

Comment fonctionne l'impédance contrôlée

L'outil PCB Stack-Up permet de concevoir des configurations de couches avec calcul d'impédance pour les cartes à impédance contrôlée, ce qui est essentiel pour les conceptions RF (adaptation 50 ohms), les technologies numériques à haut débit (DDR4/5, PCIe Gen4/5, USB4) et la conformité EMC. Les ingénieurs en intégrité du signal l'utilisent pour atteindre une tolérance d'impédance de +/- 10 % (usine standard) ou +/- 5 % (usine RF avancée) tout en maintenant une isolation couche par couche. Selon les équations IPC-2141A et Hammerstad-Jensen (validées à +/ -1 % par l'IEEE MTT-S), l'impédance caractéristique Z0 dépend de quatre paramètres : largeur de trace W, hauteur diélectrique H au-dessus du plan de référence, épaisseur du cuivre T et constante diélectrique effective ER_eff. Pour le microruban (couche extérieure), ER_eff est compris entre 0,6 x Er et 0,85 xEr car le champ existe en partie dans l'air ; pour le microruban (couche intérieure), ER_eff = Er car le champ est entièrement contenu dans le diélectrique. La constante diélectrique du FR4 varie de 4,6 à 1 MHz à 4,2 à 5 GHz (décalage de 9 %) selon le modèle de dispersion de Djordjevic-Sarkar, ce qui modifie l'impédance calculée de 4 à 5 %. Le Rogers RO4350B maintient Er = 3,48 +/- 0,05 de 1 à 10 GHz. C'est pourquoi les conceptions RF supérieures à 2 GHz spécifient des laminés ER contrôlé selon la norme IPC-4101. La tangente de perte FR4 standard (tan_delta = 0,02) provoque une atténuation de 0,5 à 1 dB/cm à 5 GHz ; les matériaux à faibles pertes atteignent 0,1 à 0,15 dB/cm. Le délai de propagation t_pd=sqrt (ER_eff) /c0 diffère de 14 % entre le microruban (~6,1 ps/mm sur FR4) et le stripline (~7,1 ps/mm). Pour la DDR4 à 3 200 MT/s (intervalle unitaire de 312 ps), la correspondance de longueur entre les couches doit tenir compte de cette différence de vitesse : un décalage de trace de 10 mm entraîne un biais de 61 ps sur le microruban contre 71 ps sur le stripline.

Exemple pratique

Problème
Vous concevez un front-end WiFi 2,4 GHz sur une carte JLC standard 4 couches (1,6 mm total, FR4, 1 oz cuivre extérieur). La piste RF sur L1 doit être de 50 Ω. Quelle largeur de piste vous faut-il ?
Solution
Le JLC standard 4 couches utilise un préimprégné de 0,1 mm entre L1 et L2. L2 est le plan de masse de référence. Le poids de cuivre est 1 oz (34,8 µm).

Pour un microstrip sur FR4 avec H = 0,100 mm, T = 0,035 mm, εᵣ = 4,5, la formule Hammerstad-Jensen donne Z₀ ≈ 44 Ω pour W = 0,200 mm. En utilisant la fonction Résoudre avec Z₀ cible = 50 Ω → largeur résolue ≈ 0,158 mm (εᵣ_eff ≈ 3,39).

Retard de propagation : t_pd = √3,39 / 299,8 ≈ 6,13 ps/mm. Une piste d'alimentation d'antenne de 25 mm ajoute ~153 ps.

Note de fabrication : “Microstrip L1/L4 : W = 0,16 mm, Z₀ = 50 Ω ±10%, selon IPC-2141A. Router sur des plans de masse solides L2/L3.”

Conseils pratiques

  • ✓Vérifiez l'empilement réel de l'usine avant de finaliser la conception : JLC, PCBWay et OSHpark publient les épaisseurs de couche exactes et les valeurs Er. Les hypothèses FR4 génériques entraînent une erreur d'impédance de 5 à 10 % qui peut dépasser +/- 10 % des spécifications.
  • ✓Utilisez du cuivre de 1 oz sur les couches de signal pour un contrôle plus précis de l'impédance. Le cuivre de 2 oz augmente la largeur de trace effective, décalant Z0 de 3 à 5 ohms et nécessitant un ajustement de la largeur conformément au tableau 4-1 de la norme IPC-2141A.
  • ✓Acheminez les traces dont l'impédance est contrôlée sur des plans de référence continus uniquement : fentes, découpes ou via des antipastilles dans le plan de masse en dessous du courant de retour perturbateur, dégradant l'impédance de 10 à 30 % et augmentant les interférences électromagnétiques de 6 à 10 dB selon Henry Ott.
  • ✓Ajoutez des coupons de test d'impédance au package Gerber : sans coupons mesurables par TDR, l'usine ne peut pas vérifier la conformité et les défaillances sont introuvables conformément à la norme IPC-TM-650 2.5.5.7. La plupart des usines facturent un supplément pour une impédance contrôlée sans coupons.
  • ✓Pour les paires différentielles (USB, PCIe, HDMI) : maintenez un espacement des traces constant sur l'ensemble du trajet, y compris les vias et les connecteurs. Même 2 mm d'espacement plus large augmentent le Zdiff de 5 à 8 % et diminuent la perte de retour conformément à la norme IEEE 802.3.
  • ✓Aux fréquences GHz (>2 GHz RF, >5 Gbit/s numérique) : spécifiez un laminé à faible perte (Rogers, Isola I-Speed, FR4-HF) — la norme FR4 tan_delta = 0,020 provoque une atténuation de 0,5 à 1 dB/cm qui s'accumule sur des traces plus longues.
  • ✓Vérifiez l'effet du masque de soudure : un masque de soudure de 25 µm sur une microruban abaisse Z0 de 1 à 2 ohms. Utilisez le modèle de microruban intégré dans les calculs ou demandez des zones d'impédance non masquées pour les traces RF.
  • ✓Pour les bandes asymétriques (couches intérieures typiques) : utilisez la bonne formule. Une trace sur la couche L2 d'un panneau à 4 couches contient 0,1 mm de préimprégné au-dessus et 1,2 mm de noyau en dessous. La formule symétrique surestime Z0 de 10 à 25 %.

Erreurs courantes

  • ✗En utilisant une valeur Er de 1 MHz (4,6) aux fréquences GHz, Er tombe à 4,2 à 5 GHz par Djordjevic-Sarkar, ce qui modifie l'impédance de 5 %. Utilisez toujours un Er corrigé en fréquence ou spécifiez un laminé ER contrôlé pour les RF.
  • ✗Placer une trace d'impédance contrôlée sur la couche intérieure sans vérifier l'asymétrie : le JLC 4 couches possède un préimprégné de 0,1 mm et un noyau de 1,2 mm, créant un rapport de hauteur de 12:1. Utilisez une formule stripline asymétrique et non symétrique.
  • ✗Oublier que l'épaisseur du cuivre affecte l'impédance : le décalage de cuivre de 0,5 oz à 2 oz modifie la largeur effective et Z0 de 3 à 8 ohms. Recalculer lors de la modification du poids du cuivre.
  • ✗Exécution de traces à impédance contrôlée à travers des champs de liaison sans assemblage à la masse : chaque intervalle de masse non cousu crée une discontinuité d'impédance reflétant 3 à 5 % de l'énergie du signal selon Johnson/Graham.
  • ✗En supposant le même délai de propagation sur toutes les couches, le microruban (ER_eff=3,4) se propage à 6,1 ps/mm ; le stripline (ER_eff=4,5) à 7,1 ps/mm. L'adaptation de la longueur entre les couches nécessite un ajustement de 14 % de la longueur.
  • ✗Spécifier une impédance contrôlée sans coupon de test : Fab ne peut pas vérifier l'impédance par TDR sans coupon. Toute défaillance d'impédance en production n'est pas diagnostiquable. Demandez toujours un coupon et un rapport TDR.
  • ✗Modifier l'empilement en cours de conception sans recalculer : l'ajout d'une couche ou la modification de l'épaisseur du noyau invalide toutes les largeurs de trace précédemment calculées. Relancez les calculs d'impédance après tout changement d'empilement.

Questions fréquemment posées

L'impédance contrôlée signifie la fabrication de traces de circuits imprimés à une impédance caractéristique spécifique (50 ohms pour RF, différentiel de 100 ohms pour USB/PCIe). Selon la théorie des lignes de transmission, lorsque la longueur de trace dépasse lambda/10 (environ 15 mm à 1 GHz sur FR4), un décalage d'impédance provoque des réflexions. Un traçage de 50 ohms entraînant une charge de 75 ohms reflète 20 % de l'énergie du signal (VSWR 1, 5:1), dégradant ainsi les diagrammes oculaires de 15 à 40 % dans les interfaces à haut débit.
Les usines de fabrication de circuits imprimés standard (JLC, PCBWay, OSHpark) atteignent une impédance contrôlée de +/- 10 % selon la classe 2 de la norme IPC-6012D. Les usines RF avancées offrent +/- 5 % de prix premium. Une trace de 50 ohms à +/- 10 % donne une plage de 45 à 55 ohms, ce qui se traduit par un VSWR dans le pire des cas de 1, 22:1 (perte de retour de 20 dB), acceptable pour la plupart des fréquences RF inférieures à 6 GHz et numériques inférieures à 10 Gbit/s.
Microruban : trace de la couche extérieure avec un diélectrique en dessous et un masque à air/à soudure au-dessus. L'Er effectif est plus faible (champ partiellement dans l'air), ce qui donne une impédance plus élevée pour une même largeur et une propagation plus rapide (6,1 ps/mm). Stripline : trace de la couche intérieure enfouie entre deux plans de sol. Full Er s'applique, ce qui donne une impédance plus faible pour la même largeur et une propagation plus lente (7,1 ps/mm). Stripline offre une meilleure isolation de 6 à 10 dB et un blindage CEM, selon Johnson/Graham.
Le CPWG place le cuivre rectifié coplanaire à côté de la trace et le plan de masse en dessous. À utiliser pour : (1) les substrats épais où H > 0,3 mm rend le tracé des microruban trop large ; (2) les transitions RF au niveau des connecteurs/pastilles nécessitant une mise à la terre bien définie ; (3) les conceptions nécessitant un blindage latéral. L'espace coplanaire fournit un paramètre de réglage d'impédance supplémentaire. Selon les guides de conception de Rogers, le CPWG atteint une tolérance supérieure de +/- 3 % à celle des microruban.
Le FR4 Er passe de 4,5-4,7 à 1 MHz à 4,2-4,4 à 1 GHz à 4,0-4,2 à 5 GHz selon le modèle de dispersion de Djordjevic-Sarkar. Cette variation de 9 % décale l'impédance calculée de 4 à 5 %. L'outil applique une correction de fréquence lorsque vous entrez la fréquence de fonctionnement. Pour les conceptions supérieures à 2 GHz, utilisez les valeurs mesurées dans les fiches techniques ou spécifiez les matériaux Rogers/Isola dont l'Er est étroitement contrôlé (+/- 1,5 %).
La bande symétrique a une trace centrée entre deux plans de référence avec une hauteur diélectrique égale au-dessus et en dessous. La bande asymétrique (courante sur les couches intérieures) a des hauteurs inégales : le L2 sur un panneau à 4 couches a généralement 0,1 mm de préimprégné au-dessus et 1,2 mm de noyau en dessous (ratio 12:1). La formule symétrique surestime Z0 de 10 à 25 % pour les géométries asymétriques. Sélectionnez toujours le bon modèle pour des calculs précis.
t_ld = sqrt (ER_eff) /c0, où c0 = 299,8 mm/ns. Pour un microruban FR4 de 50 ohms (ER_eff environ 3,4), t_pd= 6,1 ps/mm. Pour le stripline (ER_eff = 4,5), t_dp = 7,1 ps/mm. La DDR4 à 3 200 MT/s nécessite une inclinaison inférieure à 10 ps dans les voies d'octets, ce qui ne permet qu'un décalage de 1,6 mm de longueur sur une microruban. L'outil affiche le délai de propagation de la géométrie actuelle afin de le comparer aux spécifications de l'interface.
La formule du microruban Hammerstad-Jensen est précise à +/- 1-2 % pour les géométries typiques (0,1 < W/H < 10, T/H < 0,2) conformément à la validation IEEE MTT-S. Les formules Stripline atteignent +/- 1,5 %. La précision se dégrade à des rapports W/H extrêmes, lors de transitions et à proximité de coulées de cuivre. Pour des exigences de tolérance de +/- 3 % ou plus, complétez les calculs par une simulation EM 2,5D (Polar SI9000, HyperLynx) ou 3D (CST, HFSS).
Oui, mais via est une discontinuité. Le trou traversant possède un embout capacitif (barillet inutilisé sous la couche de signal) et une inductance de 1 à 2 nH qui modifie localement l'impédance. En dessous de 1 GHz, cela est généralement acceptable. Au-delà de 1 GHz : utilisez des via-in-pad, des tronçons de perçage arrière conformément à la norme IPC-6012E, ou des micro-vias HDI. Assurez la continuité du plan de référence sur la couche de destination et ajoutez-la par couture à moins de 2 mm pour un chemin de retour à faible inductance, selon Johnson/Graham.
Perte de conducteur (effet cutané) et perte diélectrique : pour un microruban de 50 ohms de 1 oz sur FR4 — à 1 GHz : 0,10-0,15 dB/cm ; à 2,4 GHz : 0,20-0,30 dB/cm ; à 5 GHz : 0,40 à 0,60 dB/cm. Une trace WiFi de 10 cm à 5 GHz perd 4 à 6 dB, ce qui est significatif avant le LNA. Le Rogers RO4350B le réduit à 0,08 à 0,12 dB/cm à 5 GHz. Entrez la fréquence dans l'outil pour calculer l'atténuation pour votre géométrie spécifique.