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Power

ブーストコンバータ設計計算ツール

ブースト(ステップアップ)DC-DCコンバータ設計のデューティサイクル、インダクタ値、および出力コンデンサの計算

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公式

D=1Vin/(Vout×η),L=Vin×D/(ΔIL×fsw)D = 1 - V_in/(V_out×η), L = V_in×D/(ΔI_L×f_sw)

参考: Erickson & Maksimovic, "Fundamentals of Power Electronics" 3rd ed.

Dデューティサイクル
V_in入力電圧 (V)
V_out出力電圧 (V)
η効率性
f_swスイッチング周波数 (Hz)
ΔI_Lインダクタ電流リップル (A)

仕組み

ブーストコンバータカリキュレータは、ステップアップDC-DC変換のデューティサイクル、インダクタ値、およびコンデンサの要件を計算します。これは、バッテリ駆動LEDドライバ、USB PDアプリケーション、およびエナジーハーベスティングシステムに不可欠です。パワーエレクトロニクス・エンジニア、ポータブル・デバイス設計者、ソーラーMPPT開発者は、このツールを使用して低電圧源からの電圧を効率的に増加させます。エリクソン&マクシモビッチの「パワーエレクトロニクスの基礎」によると、ブーストコンバータは、連続伝導モードでのデューティサイクルを決定するという基本関係D = 1-(Vin/Vout)という基本的な関係で、92~ 96% のピーク効率を達成しています。スイッチのオン時間中、インダクタ電流はdI/dt = Vin/Lのレートで直線的に増加します。オフタイム中は、インダクタ電圧がVinに加算され、ダイオードを経由して出力に電流が流れます。アプリケーションノートでは、SLVA372はインダクタ値L = Vin × D/(fsw × ΔIL) と規定しています。ここで、ΔILはCCMを最適に動作させるための平均インダクタ電流の20~ 40% に相当します。出力コンデンサのリップル電流は Iout × √ (D/ (1-D)) に等しく、50 mV 未満のリップルを維持するには低ESRのセラミックが必要です。重要な考慮事項:保護回路を追加しなければ、昇圧コンバータは突入電流を制限したり、出力から入力への逆流を防止したりすることはできません。

計算例

単一セルのリチウムイオン (2.7~4.2V) から5V USBへの2A出力用のブーストコンバータを設計します。目標仕様:全入力範囲での効率が 90% 以上、出力リップルが50mV未満、スイッチング周波数が1MHzです。ステップ1: 最小Vin — D = 1-2.7/5 = 0.46 (46%) でのデューティサイクルを計算します。ステップ2: インダクタ電流の計算 — iin_Max = Pout/ (hz × VIN_min) = 10 W/ (0.9 × 2.7 V) = 4.1 A. ステップ 3:30% リップルのインダクタを選択 — ΔIL = 0.3 × 4.1 = 1.23 A. L = 2.7 × 0.46/ (1M × 1.23) = 1.0 µH。1.0 µH コイルクラフト XAL5030 (8.5 A Isat、12.5 mΩ DCR) を使用してください。ステップ 4: 出力コンデンサの計算 — カウント = 2 A × 0.46/ (1M × 0.05 V) = 18.4 µF。2 × 22 µf/6.3V X5R セラミックを使用してください。ステップ 5: IC の選択 — TI TPS61088 (10 A スイッチ、1.2 メガヘルツ、95% ピーク効率)。ステップ6:92% の効率で 10 W × 0.08 = 0.8 W の熱損失を検証します。85°C の周囲動作では θ JA < 75°C/W が必要です。

実践的なヒント

  • アナログ・デバイセズのAN-1106によると、スイッチング・トランジェントと熱ディレーティングに対応するには、定格電圧 150%(5V出力の場合は7.5V)、定格電流 200%(2A出力の場合は4A)のショットキー・ダイオードを選択してください。
  • MPPTアプリケーションには入力電流検出を使用してください。ソーラーパネルは、TI SLVA446あたり98%を超えるトラッキング精度を維持するには、≤0.1Vの検出電圧が必要です
  • ソフトスタート(1~10 ms)を実装して突入電流を制限します。昇圧コンバータは、制御ループが安定し、スイッチの電流定格を超える可能性がある状態になる前に、Vin/Rdsonの突入電流を確認します

よくある間違い

  • インダクタの飽和電流を小さくすると、2Aの出力でデューティ・サイクルが 46% になると、インダクタのピーク電流はIin + ΔIL/2 = 4.7Aに達し、3Aのインダクタは飽和して熱暴走を引き起こす
  • 出力ダイオードの逆回復を無視 — 標準PNダイオードの回復時間は50~200nsで、1MHzで5~ 10% の効率低下が生じます。ショットキーダイオード(5ns回復)または同期整流を使用してください
  • 入力から出力へのエネルギーの逆供給を軽視 — バッテリ駆動システムでは、シャットダウン時に出力コンデンサが昇圧を介して放電して戻ってこないように、負荷切断スイッチが必要です

よくある質問

モハンの「パワーエレクトロニクス」の教科書によると、効率損失には、2〜4%のスイッチ導通(Irms²×Rds(on))、2〜5%のダイオード順方向電圧降下(Vf×Iout)、1〜3%のスイッチング損失、および1〜2%のインダクタDCRが含まれます。同期整流式昇圧コンバータは、ダイオードを低RDS (on) MOSFETに置き換え、損失を 5% から 1% 未満に低減します。これは、ダイオードの降下が大きくなる低Vin/Vout比にとって重要です。
周波数が高くなると、インダクタの小型化 (L 1/fsw) が可能になりますが、スイッチング損失が増加します。TIでは、10Wを超えるアプリケーションでは100~500kHz、ポータブルデバイスでは500~2MHz、小型設計では2~4MHzを推奨しています。2 MHz では 5 V/2 A のブーストでは、0.47 µH のインダクタ (2.5×2.5 mm) を使用するのに対し、200 kHz では 4.7 µH (6×6 mm) を使用します。
はい。最新のブーストコントローラーは 10:1 の入力範囲をサポートしています。TI TPS61178 は 2.7 ~ 30 ボルトの入力電圧から 40 ボルトの出力まで動作します。ワイドビンの設計には、(1) 安定性を維持するためにデューティ・サイクルをD > 90% に制限すること、(2) サブハーモニック発振を防止するためのスロープ補償、(3) 動作範囲全体で過渡応答を高速化するための電流モード制御が必要です。
ブーストコンバータでは、fz = (1-D) ² × R/ (2π × L) で右半平面ゼロ (RHPZ) になるため、90°の位相遅れが生じます。D = 0.5、1 µH のインダクタ、5 Ω の負荷では fz = 200 kHz になります。位相マージンが 45° を超える場合は、クロスオーバー周波数を fz/3 未満に保つ必要があります。解決策:帯域幅を小さくするか、インダクタンスを大きくするか、電流モード制御を使用する (RHPZ を高くする)。
ブーストコンバータには、ピーク電流制限と平均電流制限の両方が必要です。TI SLVA535によると、サイクルごとの制限によってスイッチが保護され(IPK_designの120〜150%でトリガー)、平均制限によりソフトスタート時や出力短絡時のインダクタの飽和が防止されます。ヒカップ・モード(ソフトスタート期間の10~100倍の間オフ)は、持続的な障害発生時の熱ストレスを制限します。

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