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EMC

그라운드 플레인 임피던스 대 주파수

PCB 접지면 AC 임피던스, 표면 깊이, 유도 리액턴스 대 주파수를 계산합니다.그라운드 리턴 경로를 분석하여 EMC 규정 준수를 확인하십시오.

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공식

δ=1/√(pifmusigma),RAC=RDC×t/(2δ)δ = 1/√(pi fmusigma), R_AC = R_DC × t/(2δ)
δ— 피부 깊이 (m)
σ— 전도도 (S/m)

작동 방식

접지 평면 임피던스 계산기는 PCB 접지 경로의 DC 저항, AC 저항 (스킨 효과) 및 유도 리액턴스를 계산합니다. 이는 EMC 설계, 신호 무결성 및 배전 네트워크 분석에 필수적입니다.EMC 엔지니어는 이를 사용하여 문제 주파수에서 접지 임피던스가 10mohm을 초과할 때 복사 방출을 6-20dB 증가시키는 접지 바운스 소스를 식별합니다.

헨리 오트의 'EMC 엔지니어링'과 존슨/그레이엄의 '고속 디지털 설계'에 따르면 그라운드 플레인 임피던스 Z = sqrt (R_AC^2 + X_L^2).직류 저항 R_DC = rho x L/ (W x T), 여기서 rho = 구리의 경우 1.724e-8옴입니다.피부 효과로 인한 AC 저항 증가: R_AC = R_DC x T/ (2 x 델타), 여기서 피부 깊이 델타는 sqrt (2/(오메가 x mu x 시그마)) 입니다.10MHz에서 구리 스킨 깊이는 21um, 100MHz에서는 6.6um입니다.

약 1MHz 이상에서는 유도 리액턴스 X_L = 2 x pi x f x L이 우세합니다.존슨/그레이엄의 경우 평면 인덕턴스 L은 단위 폭의 경우 대략 mu_0 x L/W = 1.26NH/mm입니다.100MHz에서 L = 12.6nH인 10mm 경로의 X_L = 7.9옴은 일반적인 DC 저항인 1옴을 훨씬 능가합니다.이것이 바로 지면 경로를 줄이는 것 (L 감소) 이 지면을 넓히는 것 (R 감소) 보다 더 효과적인 이유입니다.

그라운드 바운스 V = Z x I_Return은 커먼 모드 노이즈를 생성합니다.Ott당 복귀 전류가 100mA이고 접지 임피던스가 100MHz에서 100mOhm인 경우 접지 바운스는 10mV이므로 민감한 I/O의 경우 잠재적으로 EMC 마진을 초과할 수 있습니다. 접지 플레인 슬롯과 넥은 로컬 임피던스를 10~100배 증가시켜 방출 핫스팟을 생성할 수 있습니다.

계산 예제

문제: 10MHz 및 100MHz에서 길이 50mm, 너비 20mm, 1온스 구리 (35um) 접지 경로의 임피던스를 계산하십시오.200mA 복귀 전류로 그라운드 바운스를 추정하십시오.

오트/존슨의 솔루션: 1.DC 저항: R_DC = 1.724e-8 x 0.05/ (0.02 x 35e-6) = 1.23옴 2.10MHz에서의 스킨 깊이: 델타 = sqrt (2/ (2 x pi x 10e6 x 4 x 파이 x 1e-7 x 5.8e7)) = 21um 3.10MHz에서의 R_AC: T = 35um > 2 x 델타 = 42um?아니요, 그러니까 R_AC = R_DC = 1.23옴 (스킨 효과가 우세하지 않음) 4.인덕턴스: L = 1.26e-9 x 50/20 = 3.15 nH (mu_0 x 길이/너비 사용) 5.10MHz에서의 X_L: X_L = 2 x 파이 x 10e6 x 3.15e-9 = 198옴 6.|Z| 10메가헤르츠: 제곱미터 (1.23^2 + 198^2) = 198옴 7.10메가헤르츠에서의 그라운드 바운스: V = 0.2 x 0.198 = 39.6 메가볼트 8.100MHz: 델타 = 6.6음, R_AC = 1.23 x 35/ (2 x 6.6) = 3.26옴, X_L = 1.98 옴, |Z| = 1.98 옴 9.100MHz에서의 그라운드 바운스: V = 0.2 x 1.98 = 396 mV

결과: 그라운드 바운스는 10MHz에서 100MHz로 10배 증가합니다. 396mV는 300mV CISPR 32 전도 내성 수준을 초과합니다. 이 접지 경로는 EMC 장애를 일으킬 수 있습니다.

실용적인 팁

  • ✓접지 복귀 경로를 짧고 넓게 유지하십시오. 인덕턴스 L은 길이/폭에 비례합니다.폭을 두 배로 늘리면 인덕턴스가 절반으로 줄고 길이를 반으로 줄이면 인덕턴스도 절반으로 줄어듭니다.EMC의 경우 Ott당 넓은 경로보다 짧은 경로를 우선시하십시오.
  • ✓고주파 트레이스에서는 접지면 분할을 피하세요. 스플릿 주변으로 복귀 전류가 흐르므로 루프 면적과 방사 방출이 10-20dB 증가합니다.Johnson/Graham에 따라 불가피한 경우 분할 전체에 스티칭 커패시터를 사용하십시오.
  • ✓접지면을 따라 10mm마다 스티칭을 통해 추가 — 병렬 인덕턴스 경로를 제공하여 유효 인덕턴스를 50-70% 줄입니다.IPC-2141A 기준 100MHz 이상의 주파수에서는 매우 중요합니다.

흔한 실수

  • ✗Johnson/Graham에 따르면 DC 저항이 우세하다고 가정하면 유도 리액턴스는 일반적인 PCB 접지 경로에서 약 1MHz 이상의 DC 저항을 초과합니다.100MHz에서 인덕턴스는 저항보다 100~1000배 더 중요합니다.
  • ✗좁은 그라운드 넥을 영역 간 단독 연결로 사용 — 폭 1mm, 길이 10mm의 넥은 솔리드 평면의 임피던스의 100배입니다.Ott의 경우 이러한 넥을 가로지르는 그라운드 바운스는 100mV 이상에 달할 수 있으며, 이는 커먼 모드 노이즈로 I/O 트레이스에 직접 결합됩니다.
  • ✗구리 두께를 일정하게 처리 — 에칭 후 1oz 구리는 일반적으로 35um이 아닌 30-32um입니다.또한 도금 영역 (패드 사용) 의 두께는 다를 수 있습니다.IPC-6012D 기준으로 보수적으로 계산하려면 30um을 사용하십시오.

자주 묻는 질문

그라운드 플레인 임피던스는 그라운드 바운스 크기를 결정합니다 (V = Z x I).Ott에 따르면 접지 바운스는 해당 접지를 참조하는 모든 신호에서 공통 모드 전압으로 나타나며, 이는 I/O 케이블에 전도성 방출로 연결되고 케이블 안테나 효과를 통해 방사 방출을 생성합니다. 100MHz에서 50mV 접지 바운스는 복사 방출에 10dB를 추가할 수 있어 CISPR 32 Class B에 장애가 발생할 수 있습니다.
알루미늄은 구리 전도도의 60% (시그마 = 3.77e7 vs 5.8e7 S/m) 를 가지므로 DC 저항이 50% 증가합니다.표면 깊이가 1.25배 더 커져 고주파에서의 낮은 전도도를 부분적으로 보완합니다.PCB 접지면의 경우 구리가 표준이며, 무게가 중요한 섀시 접지 및 인클로저에는 알루미늄이 일반적으로 사용됩니다.MIL-HDBK-419A 기준에 따르면 적절히 접착하면 두 제품 모두 EMC에 사용할 수 있습니다.
Johnson/Graham에 따르면 (1) 경로 길이 최소화 — 인덕턴스는 길이에 비례합니다. (2) 스티칭을 통한 추가 — 병렬 경로는 인덕턴스를 나눕니다. (3) 좁은 전력 접지 평면 간격 사용 (<0.1mm) — 분산 커패시턴스는 고주파에서 낮은 임피던스를 제공합니다. (4) 1oz 대신 2oz 구리 사용 — DC 저항에는 도움이 되지만 10MHz 이상에서는 수익이 감소합니다. 지배하다.
f_크로스오버 = R_DC/ (2 x 파이 x L).일반적인 PCB 접지의 경우 (R_DC 약 1옴, L 약 10nH): f_크로스오버 = 0.001/ (6.28 x 10e-9) = 16kHz.16kHz 이상에서는 인덕턴스가 우세합니다.Johnson/Graham에 따르면 실제 EMC 문제 (100kHz 초과) 에 대해 접지 플레인 임피던스는 저항이 제한되는 것이 아니라 인덕턴스로 제한됩니다.
슬롯은 주변에 리턴 전류를 강제로 공급하여 유효 경로 길이와 루프 영역을 늘립니다.Ott에 따르면 슬롯은 슬롯 안테나를 생성하여 방사합니다.100mm 접지 복귀 경로의 50mm 슬롯은 임피던스를 5-10배 높이고 방출을 6-10dB 증가시킬 수 있습니다.고속 신호가 슬롯에 닿지 않도록 하십시오. IPC-2141A 기준 간격이 10mm 미만인 불가피한 슬롯을 연결하려면 스티칭을 통해 사용하십시오.

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