Sensor27 de fevereiro de 202613 min de leitura

Condicionamento do sinal do sensor: bruto a preciso

Como projetar o amplificador, o filtro e a interface ADC entre um sensor e um microcontrolador. Abrange RTDs, termopares, células de carga, derivações de corrente e.

Conteúdo

O que é condicionamento de sinal?
Condicionamento de sinal RTD (PT100/PT1000)
Circuito de medição
Principais considerações
Condicionamento de sinal de termopar
Compensação de junção fria
Condicionamento de sinal de célula de carga/medidor de tensão
Seleção de amplificador
Sensor de corrente com resistores de derivação
Detecção de lado alto versus lado baixo
Selecionando a resistência de derivação
Condicionamento de sinal de fotodiodo/sensor óptico
Estabilidade
Loop de corrente de 4—20 mA
Recebendo o sinal
Construindo um orçamento preciso
Resumo

O que é condicionamento de sinal?

Pegue a ficha técnica do sensor e você verá saídas como 0,5 mV por grau, ou 2 mV/V de uma ponte, ou talvez alguns microamperes de um fotodiodo. Nenhum desses sinais pode se comunicar diretamente com o ADC do seu microcontrolador. Eles são muito pequenos, muito barulhentos ou estão no trilho de tensão errado. É aí que entra o condicionamento de sinal — é o front-end analógico que pega qualquer sinal estranho emitido pelo sensor e o transforma em algo limpo e dimensionado que seu ADC possa realmente usar.

A cadeia de sinal típica tem a seguinte aparência: Sensor → Excitação → Amplificação → Filtragem → ADC

Aqui está o que a maioria das pessoas não pensa até que seja tarde demais: cada estágio dessa cadeia adiciona erros. Seu sensor pode ser especificado com 0,1% de precisão, mas quando você o amplifica, filtra e digitaliza, você pode facilmente ter 1% de erro total do sistema se não tomar cuidado. A Calculadora de orçamento de precisão do sensor ajuda você a monitorar como todos esses erros se acumulam para que você saiba o que realmente está recebendo no final do dia.

Condicionamento de sinal RTD (PT100/PT1000)

Os RTDs (detectores de temperatura de resistência) são basicamente resistores de precisão que mudam de valor com a temperatura. O PT100 é a escolha clássica — 100 Ω a 0°C, e segue bem de perto a equação de Callendar-Van Dusen:

R(T) = R_0 \left(1 + AT + BT^2\right) \quad \text{for } T \geq 0°C

onde

A = 3.9083 \times 10^{-3}

/°C e

B = -5.775 \times 10^{-7}

/°C². Se você precisar saber qual resistência esperar em uma temperatura específica, a calculadora de resistência PT100 fornecerá a resposta instantaneamente, em vez de fazer as contas manualmente.

Circuito de medição

A abordagem padrão é empurrar uma corrente constante conhecida através do RTD e medir a tensão através dele:

V_{RTD} = I_{excitation} \times R(T)

Parece simples, certo? O problema é que os fios reais também têm resistência. Se você estiver usando uma conexão de 2 fios, a resistência do cabo aumenta diretamente à sua medição e você não tem como separá-la da resistência RTD real. É por isso que ninguém usa conexões de 2 fios para qualquer coisa que exija uma precisão decente.

Conexão de 3 fios é o mínimo prático para a maioria das aplicações. Ele usa um truque inteligente em que você mede a queda de tensão no RTD separadamente dos cabos portadores de corrente, o que cancela a maior parte do erro de resistência do chumbo. Você ainda terá algum erro devido a resistências de chumbo incompatíveis, mas geralmente é bom o suficiente para trabalhos industriais. Conexão de 4 fios (Kelvin) é o que você usa quando realmente se preocupa com a precisão. A corrente flui através de um par de fios e você mede a tensão com um par completamente separado que consome essencialmente zero corrente. Sem corrente significa que não há queda de tensão nos cabos sensoriais, o que significa que você está medindo diretamente a resistência RTD. Com uma boa fonte de corrente constante e um amplificador de instrumentação decente, você pode atingir uma precisão de 0,01° C sem suar a camisa.

Principais considerações

O autoaquecimento é o assassino silencioso da precisão do RTD. Passe muita corrente por esse pequeno resistor e ele se aquece, o que muda sua resistência, o que prejudica sua medição. A regra geral é manter a dissipação de energia abaixo de 1 mW: $I^2 R < 1$ mW. Para um PT100, isso significa ficar abaixo de cerca de 1 mA de corrente de excitação.

Você vai querer um amplificador de instrumentação de baixo ruído para o front-end. O INA128 e o AD8221 são escolhas sólidas que existem desde sempre. Eles não são empolgantes, mas funcionam.

Mais uma coisa: os sensores PT1000 (1000 Ω a 0°C em vez de 100 Ω) são cada vez mais populares para projetos alimentados por bateria. Maior resistência significa que você pode usar proporcionalmente menos corrente de excitação para a mesma oscilação de tensão, o que economiza energia. A desvantagem é um pouco mais de ruído, mas, para a maioria das aplicações, vale a pena.

Condicionamento de sinal de termopar

Os termopares são estranhos. Eles geram uma pequena voltagem — estamos falando de microvolts a baixos milivolts — com base na diferença de temperatura entre duas junções de metais diferentes. A relação básica é:

E = S \times (T_{hot} - T_{cold})

onde

S

é o coeficiente de Seebeck. Para um termopar tipo K, isso é aproximadamente 41 μV/°C. Medindo 500 °C? Você está vendo talvez 20 mV de sinal enterrado em ruído e interferência. A Calculadora de tensão do termopar lhe dirá qual voltagem esperar para qualquer temperatura e tipo de termopar.

Compensação de junção fria

Aqui está o problema dos termopares: eles medem a temperatura*diferença*, não a temperatura absoluta. A “junção fria” é onde os fios do termopar se conectam aos traços de cobre no PCB. Essa junção também tem uma temperatura e afeta sua leitura. Se você quiser saber a temperatura real na extremidade quente, você precisa medir a temperatura da junção fria separadamente e adicioná-la à leitura do termopar.

ICs integrados como o MAX31855 (para o Tipo K) ou o LTC2986 (lida com vários tipos de termopares) fazem tudo isso por você. Eles têm a amplificação, a compensação de junção fria e até mesmo as tabelas de pesquisa de linearização incorporadas. A menos que você tenha um bom motivo para fazer isso sozinho — e provavelmente não tem — basta usar um desses chips e evitar dores de cabeça. Design discreto é possível se você estiver se sentindo masoquista ou tiver algum requisito incomum. Você precisará de um amplificador de instrumentação de precisão com ganho de cerca de 10 mV/°C, um sensor de temperatura separado (geralmente um termistor NTC ou um pequeno RTD) diretamente na junção fria e uma tabela de pesquisa de linearização ou polinômio em seu firmware. É mais trabalho, mais espaço na diretoria e mais coisas que podem dar errado. Mas às vezes você precisa de flexibilidade.

Condicionamento de sinal de célula de carga/medidor de tensão

As células de carga são pontes de Wheatstone feitas de medidores de tensão. Quando você aplica força, a resistência dos medidores muda um pouco e a ponte emite uma tensão diferencial. A pegadinha? A saída em grande escala normalmente é de apenas 1—3 mV por volt de excitação:

V_{out} = V_{excitation} \times S \times \frac{F}{F_{FS}}

Portanto, com excitação de 5V e uma sensibilidade de 2 mV/V, seu sinal em grande escala é de 10 mV. Isso é minúsculo. E está em uma voltagem de modo comum que pode ser de 0 V a 5 V, dependendo da carga. É por isso que existem amplificadores de células de carga. A calculadora do amplificador de célula de carga ajuda você a descobrir qual ganho você precisa para transformar esse sinal em algo com o qual seu ADC possa trabalhar.

Seleção de amplificador

O INA125P e o INA128 são os velhos carros-chefe para esse tipo de coisa. O INA125 é particularmente bom porque inclui uma referência de tensão de precisão para excitação de pontes, então você não precisa adicionar uma externamente. Você define o ganho com um único resistor: $G = 4 + 60\,\text{k}\Omega / R_G$ . O ruído de entrada referido é de cerca de 8 nV/√Hz, o que é adequado para alimentar um ADC de 24 bits sem que o nível de ruído abafe seus LSBs.

O HX711 merece menção especial. É um ADC de 24 bits desenvolvido especificamente para células de carga e sensores de ponte, e é usado basicamente em todas as balanças digitais baratas que você já viu. Não é o menor ruído nem o melhor desempenho, mas é estúpido, fácil de usar e custa cerca de um dólar. Para a maioria das aplicações de pesagem, é a escolha óbvia.

Sensor de corrente com resistores de derivação

O sensor de corrente é conceitualmente simples: cole um resistor de baixo valor em série com sua carga e meça a queda de tensão através dele:

V_{shunt} = I \times R_{shunt}

Um resistor de derivação de 10 mΩ com 10A fluindo por ele fornece 100 mV — esse é um sinal razoável para um amplificador de diferença funcionar. A Calculadora de derivação de corrente ajuda a verificar se a tensão de derivação é grande o suficiente para uma boa resolução, mas não tão grande que você esteja desperdiçando muita energia.

Detecção de lado alto versus lado baixo

Detecção lateral baixa coloca a derivação entre sua carga e o solo. Essa é a configuração mais fácil porque a tensão de derivação já está referenciada ao terra, então você pode usar um amplificador simples de extremidade única. A desvantagem é que sua carga não está mais no solo real — ela está estacionada em qualquer voltagem que caia na derivação. Para a maioria das cargas, isso não importa, mas para alguns circuitos (especialmente qualquer coisa com interfaces de comunicação), isso pode causar problemas. A detecção do lado alto coloca a derivação entre a fonte de alimentação e a carga, para que a carga permaneça em terra firme. Sem mudança de solo, sem problemas estranhos no modo comum. O problema é que agora sua tensão de derivação está no topo do trilho de alimentação, o que significa que você precisa de um amplificador de diferença ou de um IC dedicado com sensor de corrente, como o INA219 ou o INA240. Esses chips têm sensor de corrente de alto lado embutido e geralmente incluem o ADC, tornando-os ridiculamente fáceis de usar.

Selecionando a resistência de derivação

A resistência de derivação vem da reorganização da lei de Ohm e da contabilização do ganho do amplificador:

R_{shunt} = \frac{V_{full-scale}}{I_{max} \times G_{amp}}

Normalmente, você tem como alvo uma tensão de derivação de 50—100 mV em corrente em grande escala. Vá muito mais baixo e sua relação sinal/ruído será prejudicada. Vá muito mais alto e você está dissipando muita energia:

P = I^2 R

. A 10A, até mesmo uma derivação de 100 mΩ está queimando 10 watts, o que é muito calor para lidar.

Condicionamento de sinal de fotodiodo/sensor óptico

Os fotodiodos geram corrente proporcional à luz incidente. Essa corrente pode estar em qualquer lugar, de picoamperes no escuro a centenas de microamperes em luz forte. Um amplificador de transimpedância (TIA) converte essa corrente em uma voltagem que você pode realmente medir:

V_{out} = I_{photo} \times R_f

Se você tem 10 μA de fotocorrente e usa um resistor de feedback de 100 kΩ, obtém uma saída de 1V. Simples o suficiente. A Calculadora TIA de fotodiodo ajuda você a descobrir a largura de banda e o desempenho de ruído para diferentes valores de resistor de feedback.

Estabilidade

É aqui que os circuitos TIA ficam complicados. Sem um capacitor de feedback, eles adoram oscilar. O fotodiodo tem capacitância, o amplificador operacional tem capacitância de entrada e, juntos, eles formam um pólo que pode levar seu circuito à instabilidade. A solução é adicionar um pequeno capacitor $C_f$ em paralelo com seu resistor de feedback $R_f$ :

f_{-3dB} = \frac{1}{2\pi R_f C_f}

Normalmente, você usará algo na faixa de 1 a 10 pF. Isso cria um pólo dominante que estabiliza o circuito e, ao mesmo tempo, mantém uma largura de banda razoável para a maioria das aplicações. Comece com 5 pF e ajuste a partir daí com base no que você vê no osciloscópio.

Loop de corrente de 4—20 mA

Os sensores industriais usam circuitos de corrente de 4 a 20 mA por um bom motivo: eles funcionam em cabos longos (até um quilômetro ou mais) sem se preocupar com a resistência do cabo. As informações são codificadas na corrente, não na voltagem, então as quedas de tensão ao longo do fio não importam.

A codificação é simples:

4 mA representa 0% da faixa de medição (e também fornece energia ao transmissor em sistemas de 2 fios)
20 mA representa 100% da faixa de medição

A calculadora do transmissor de 4—20 mA converte entre os valores do sensor e a corrente do loop e ajuda você a verificar se o orçamento de tensão funciona de acordo com o comprimento do cabo e a tensão de alimentação.

Recebendo o sinal

Na extremidade receptora, você converte a corrente de volta em tensão com um resistor de precisão. Um resistor de 250Ω é a escolha padrão porque converte 4—20 mA em 1—5V, o que é perfeitamente compatível com um ADC de 0—5V:

V_{sense} = I_{loop} \times 250\,\Omega

Essa faixa de tensão tem um recurso interessante: você pode detectar quebras de cabos (0V) e falhas no sensor (abaixo de 1V) apenas observando a tensão. Qualquer coisa entre 1V e 5V é uma leitura válida.

Construindo um orçamento preciso

Cada componente em sua cadeia de sinais contribui com erros e eles se acumulam mais rápido do que você imagina. Aqui está o que você normalmente enfrenta:

Fonte	Erro típico
Não linearidade do sensor	0,1— 0,5% FS
Offset do amplificador	0,02— 0,2% FS
Quantização ADC	LSB/2
Variação de temperatura	50—500 ppm/°C
Tensão de referência	0,05— 0,5%

A maneira correta de combinar esses erros é root-sum-square (RSS), que pressupõe que eles sejam independentes e não correlacionados:

e_{total} = \sqrt{e_1^2 + e_2^2 + \cdots + e_n^2}

Isso fornece uma estimativa mais realista do que apenas somá-las linearmente. A Calculadora de orçamento de precisão do sensor permite modelar a precisão de todo o sistema em relação à temperatura e ver onde estão suas maiores fontes de erro. Muitas vezes, você descobrirá que um ou dois componentes dominam o orçamento de erro, e é aí que você deve concentrar seu esforço (ou dinheiro) na melhoria.

Resumo

Aqui está uma referência rápida para tipos de sensores comuns e o que usar para condicionamento de sinal:

Tipo de sensor	Saída típica	IC recomendado
PT100 RTD	100—400 Ω	Fonte de corrente constante INA128+
Termopar	1—50 mV	MAX31855
Célula de carga	1—10 mV	HX711 ou INA125
Fotodiodo	1 Na—100 μA	TIA com OPA2134
Derivação de corrente	10—100 mV	INA219 ou INA240
Loop de 4—20 mA	1—5 V (via 250 Ω)	ADC direto

Os erros que vejo repetidamente: não usar ganho suficiente em sensores de ponte (você acaba com um sinal de 10 mV tentando acionar um ADC de 16 bits e se perguntando por que ele faz barulho), esquecer a compensação de junção fria em circuitos de termopar (suas leituras estarão erradas de acordo com a temperatura do PCB) e omitir o capacitor de feedback nos designs de amplificadores de transimpedância (aproveite sua oscilação de 10 MHz). Aprenda com os erros de outras pessoas em vez de cometê-los você mesmo.