What is signal conditioning in sensor circuits?

Signal conditioning is the analog front-end circuitry that converts raw sensor outputs (like millivolts or microamps) into clean, scaled signals suitable for ADC input. The typical chain includes sensor excitation, amplification, filtering, and ADC conversion.

Why use 4-wire RTD connection instead of 2-wire?

A 4-wire (Kelvin) connection eliminates lead resistance error by using separate wire pairs for current excitation and voltage measurement. Since the sense leads draw essentially zero current, there's no voltage drop in them, allowing direct measurement of the RTD resistance without wire resistance interference.

What is the PT100 resistance at 0°C?

A PT100 RTD has a resistance of exactly 100 Ω at 0°C. The resistance changes with temperature according to the Callendar-Van Dusen equation with coefficient A = 3.9083×10⁻³/°C and B = -5.775×10⁻⁷/°C² for temperatures above 0°C.

How does signal conditioning affect sensor accuracy?

Each stage in the signal conditioning chain (amplification, filtering, ADC conversion) adds error to the system. A sensor with 0.1% accuracy can easily result in 1% total system error after signal conditioning if error sources aren't carefully managed.

Sensor27 de febrero de 202613 min de lectura

Acondicionamiento de señales de sensores: de crudo a preciso

Cómo diseñar la interfaz del amplificador, el filtro y el ADC entre un sensor y un microcontrolador. Cubre RTD, termopares, celdas de carga, derivaciones de corriente y.

Contenido

¿Qué es el acondicionamiento de señales?
Acondicionamiento de señales RTD (PT100/PT1000)
Circuito de medición
Consideraciones clave
Acondicionamiento de señales de termopares
Compensación de uniones frías
Acondicionamiento de señales con células de carga/galgas extensométricas
Selección de amplificadores
Detección de corriente con resistencias de derivación
Detección de lado alto frente a lado de lado bajo
Selección de la resistencia de derivación
Acondicionamiento de señal con fotodiodo /sensor óptico
Estabilidad
Bucle de corriente de 4 a 20 mA
Recepción de la señal
Elaboración de un presupuesto preciso
Resumen

¿Qué es el acondicionamiento de señales?

Busca una ficha técnica del sensor y verás salidas como 0,5 mV por grado, o 2 mV/V desde un puente, o quizás unos pocos microamperios desde un fotodiodo. Ninguna de estas señales puede comunicarse directamente con el ADC del microcontrolador. Son demasiado pequeñas, demasiado ruidosas o se encuentran en el riel de voltaje incorrecto. Ahí es donde entra en juego el acondicionamiento de la señal: es la interfaz analógica que toma cualquier señal extraña que arroja el sensor y la convierte en algo limpio y escalado que el ADC realmente puede utilizar.

La cadena de señales típica tiene este aspecto: Sensor → Excitación → Amplificación → Filtrado → ADC

Esto es lo que la mayoría de la gente no piensa hasta que es demasiado tarde: cada etapa de esa cadena añade errores. Es posible que su sensor tenga una precisión del 0,1%, pero cuando lo haya amplificado, filtrado y digitalizado, podría fácilmente tener un error total del sistema del 1% si no tiene cuidado. La calculadora presupuestaria de precisión de los sensores te ayuda a hacer un seguimiento de la acumulación de todos estos errores para que sepas lo que realmente obtienes al final del día.

Acondicionamiento de señales RTD (PT100/PT1000)

Los RTD (detectores de temperatura por resistencia) son básicamente resistencias de precisión que cambian de valor con la temperatura. El PT100 es la opción clásica: 100 Ω a 0 °C, y sigue muy de cerca la ecuación de Callendar-Van Dusen:

R(T) = R_0 \left(1 + AT + BT^2\right) \quad \text{for } T \geq 0°C

donde

A = 3.9083 \times 10^{-3}

/°C y

B = -5.775 \times 10^{-7}

/°C². Si necesitas saber qué resistencia esperar a una temperatura específica, la calculadora de resistencia PT100 te dará la respuesta al instante en lugar de hacer los cálculos a mano.

Circuito de medición

El enfoque estándar consiste en hacer pasar una corriente constante conocida a través del RTD y medir la tensión que lo atraviesa:

V_{RTD} = I_{excitation} \times R(T)

Suena sencillo, ¿verdad? El problema es que los cables reales también tienen resistencia. Si utilizas una conexión de 2 hilos, la resistencia del cable se suma directamente a tu medición y no hay forma de separarla de la resistencia RTD real. Esta es la razón por la que nadie usa conexiones de 2 hilos para nada que requiera una precisión decente.

La conexión de 3 cables es el mínimo práctico para la mayoría de las aplicaciones. Utiliza un ingenioso truco que consiste en medir la caída de tensión en el RTD separándola de los cables que transportan corriente, lo que anula la mayor parte del error de resistencia del cable. Si las resistencias de los cables no coinciden, seguirás teniendo algunos errores, pero por lo general son lo suficientemente buenos para trabajos industriales. La conexión de 4 hilos (Kelvin) es lo que usas cuando realmente te importa la precisión. La corriente fluye a través de un par de cables y se mide el voltaje con un par completamente separado que consume prácticamente cero corriente. La ausencia de corriente significa que no hay caída de tensión en los cables del sensor, lo que significa que se mide la resistencia RTD directamente. Con una buena fuente de corriente constante y un amplificador de instrumentación decente, puede alcanzar una precisión de 0,01 °C sin preocuparse ni un ápice.

Consideraciones clave

El calentamiento automático es el asesino silencioso de la precisión de la RTD. Si empujas demasiada corriente a través de esa pequeña resistencia, se calienta sola, lo que cambia su resistencia, lo que desvía la medición. La regla general es mantener la disipación de potencia por debajo de 1 mW: $I^2 R < 1$ mW. Para un PT100, eso significa permanecer por debajo de aproximadamente 1 mA de corriente de excitación.

Querrás un amplificador de instrumentación de bajo ruido para la parte frontal. El INA128 y el AD8221 son opciones sólidas que han existido desde siempre. No son interesantes, pero funcionan.

Una cosa más: los sensores PT1000 (1000 Ω a 0 °C en lugar de 100 Ω) son cada vez más populares para los diseños que funcionan con baterías. Una mayor resistencia significa que puede utilizar una corriente de excitación proporcionalmente menor para la misma oscilación de voltaje, lo que ahorra energía. La desventaja es que el ruido es un poco más alto, pero para la mayoría de las aplicaciones vale la pena.

Acondicionamiento de señales de termopares

Los termopares son raros. Generan un voltaje minúsculo (estamos hablando de microvoltios a milivoltios bajos) en función de la diferencia de temperatura entre dos uniones de metales diferentes. La relación básica es:

E = S \times (T_{hot} - T_{cold})

donde

S

es el coeficiente de Seebeck. Para un termopar tipo K, eso equivale aproximadamente a 41 μV/°C. ¿Mide 500 °C? Se trata de una señal de unos 20 mV enterrada en ruido e interferencias. La calculadora de tensión de termopar le indicará qué tensión esperar para una temperatura y un tipo de termopar determinados.

Compensación de uniones frías

Este es el problema con los termopares: miden la diferencia de temperatura, no la temperatura absoluta. La «unión fría» es cuando los cables del termopar se conectan a las trazas de cobre de la PCB. Esa unión también tiene temperatura y afecta a tu lectura. Si desea conocer la temperatura real en el extremo caliente, debe medir la temperatura de la unión fría por separado y añadirla a la lectura del termopar.

Los circuitos integrados integrados, como el MAX31855 (para el tipo K) o el LTC2986 (que admiten varios tipos de termopares), hacen todo esto por usted. Tienen integradas las tablas de búsqueda de amplificación, compensación de unión fría e incluso de linealización. A menos que tengas una buena razón para hacerlo tú mismo (y probablemente no la tengas), simplemente usa uno de estos chips y ahórrate el dolor de cabeza.

El diseño discreto** es posible si te sientes masoquista o tienes algún requisito inusual. Necesitarás un amplificador de instrumentación de precisión con una ganancia de aproximadamente 10 mV/°C, un sensor de temperatura independiente (normalmente un termistor NTC o un RTD pequeño) justo en la unión fría y una tabla de búsqueda de linealización o un polinomio en el firmware. Es más trabajo, más espacio en la placa y más cosas que pueden salir mal. Pero a veces se necesita flexibilidad.

Acondicionamiento de señales con células de carga/galgas extensométricas

Las células de carga son puentes de Wheatstone fabricados con galgas extensométricas. Cuando aplicas fuerza, la resistencia de los medidores cambia ligeramente y el puente genera una tensión diferencial. ¿El truco? La salida a gran escala suele ser de solo 1 a 3 mV por voltio de excitación:

V_{out} = V_{excitation} \times S \times \frac{F}{F_{FS}}

Por lo tanto, con una excitación de 5 V y una sensibilidad de 2 mV/V, su señal a gran escala es de 10 mV. Eso es minúsculo. Y tiene un voltaje de modo común que puede oscilar entre 0 V y 5 V, según la carga. Por eso existen los amplificadores de células de carga. La calculadora de amplificadores de celda de carga le ayuda a determinar qué ganancia necesita para que esa señal alcance un nivel con el que pueda funcionar su ADC.

Selección de amplificadores

El INA125P y el INA128 son los viejos caballos de batalla para este tipo de cosas. El INA125 es especialmente bueno porque incluye una referencia de voltaje de precisión para la excitación del puente, por lo que no es necesario añadirla externamente. La ganancia se establece con una sola resistencia: $G = 4 + 60\,\text{k}\Omega / R_G$ . El ruido de entrada es de unos 8 nV/√Hz, lo que es adecuado para alimentar un ADC de 24 bits sin que el ruido de fondo ahogue los LSB.

El HX711 merece una mención especial. Se trata de un ADC de 24 bits diseñado específicamente para células de carga y sensores puente, y se utiliza prácticamente en todas las básculas digitales baratas que hayas visto. No es la que menos ruido produce ni la que ofrece el mayor rendimiento, pero es increíblemente fácil de usar y cuesta alrededor de un dólar. Para la mayoría de las aplicaciones de pesaje, es la opción obvia.

Detección de corriente con resistencias de derivación

La detección de corriente es conceptualmente simple: coloca una resistencia de bajo valor en serie con tu carga y mide la caída de voltaje en ella:

V_{shunt} = I \times R_{shunt}

Una resistencia en derivación de 10 mΩ por la que atraviesan 10 A produce 100 mV, una señal razonable para que funcione con un amplificador diferencial. La calculadora de derivación de corriente te ayuda a comprobar que la tensión de derivación es lo suficientemente alta como para obtener una buena resolución, pero no tanto como para desperdiciar mucha energía.

Detección de lado alto frente a lado de lado bajo

La detección del lado bajo coloca la derivación entre la carga y el suelo. Esta es la configuración más sencilla porque la tensión de derivación ya está referenciada a tierra, por lo que puede utilizar un amplificador sencillo de un solo extremo. La desventaja es que la carga ya no se encuentra en el suelo real, sino que se queda con la tensión que caiga a través de la derivación. En la mayoría de las cargas esto no importa, pero en algunos circuitos (especialmente los que tienen interfaces de comunicación) puede causar problemas. La detección del lado alto coloca la derivación entre la fuente de alimentación y la carga, de modo que la carga permanece en la posición real de tierra. Sin cambios de posición, sin problemas extraños con el modo común. El problema es que ahora el voltaje de derivación se encuentra en la parte superior del riel de alimentación, lo que significa que necesita un amplificador diferencial o un circuito integrado de detección de corriente dedicado, como el INA219 o el INA240. Estos chips tienen un sensor de corriente de lado alto incorporado y, por lo general, incluyen el ADC, lo que los hace ridículamente fáciles de usar.

Selección de la resistencia de derivación

La resistencia de derivación proviene de reorganizar la ley de Ohm y tener en cuenta la ganancia del amplificador:

R_{shunt} = \frac{V_{full-scale}}{I_{max} \times G_{amp}}

Por lo general, el objetivo es un voltaje de derivación de 50 a 100 mV con una corriente a gran escala. Si bajas mucho más, tu relación señal/ruido se verá afectada. Si subes mucho más, estás disipando demasiada energía:

P = I^2 R

. A 10 A, incluso una derivación de 100 mΩ consume 10 vatios, lo que supone una gran cantidad de calor.

Acondicionamiento de señal con fotodiodo /sensor óptico

Los fotodiodos generan corriente proporcional a la luz incidente. Esa corriente podría ser desde picoamperios en la oscuridad hasta cientos de microamperios en luz brillante. Un amplificador de transimpedancia (TIA) convierte esta corriente en un voltaje que realmente se puede medir:

§ 6§

Si tienes 10 μA de fotocorriente y utilizas una resistencia de retroalimentación de 100 kΩ, obtienes una salida de 1 V. Bastante simple. La calculadora TIA con fotodiodos le ayuda a calcular el ancho de banda y el rendimiento de ruido para diferentes valores de resistencia de retroalimentación.

Estabilidad

Aquí es donde los circuitos TIA se complican. Sin un condensador de retroalimentación, les encanta oscilar. El fotodiodo tiene capacitancia, el amplificador operacional tiene capacitancia de entrada y juntos forman un polo que puede provocar inestabilidad en el circuito. La solución es agregar un pequeño condensador $C_f$ en paralelo con su resistencia de retroalimentación $R_f$ :

f_{-3dB} = \frac{1}{2\pi R_f C_f}

Por lo general, usarás algo en el rango de 1 a 10 pF. Esto crea un polo dominante que estabiliza el circuito y, al mismo tiempo, mantiene un ancho de banda razonable para la mayoría de las aplicaciones. Comience con 5 pF y ajústelo a partir de ahí en función de lo que vea en el osciloscopio.

Bucle de corriente de 4 a 20 mA

Los sensores industriales utilizan bucles de corriente de 4 a 20 mA por una buena razón: funcionan en tendidos de cable largos (de hasta un kilómetro o más) sin preocuparse por la resistencia del cable. La información está codificada en la corriente, no en la tensión, por lo que las caídas de tensión a lo largo del cable no importan.

La codificación es sencilla:

4 mA representan el 0% del rango de medición (y también proporcionan alimentación al transmisor en sistemas de 2 hilos)
20 mA representan el 100% del rango de medición

La calculadora de transmisores de 4 a 20 mA convierte los valores del sensor en corriente de bucle y le ayuda a comprobar que su presupuesto de tensión es el adecuado para la longitud del cable y la tensión de alimentación.

Recepción de la señal

En el extremo receptor, se convierte la corriente de nuevo en voltaje con una resistencia de precisión. Una resistencia de 250 Ω es la opción estándar porque convierte de 4 a 20 mA a 1 a 5 V, lo que se adapta perfectamente a un ADC de 0 a 5 V:

V_{sense} = I_{loop} \times 250\,\Omega

Este rango de tensión tiene una característica interesante: puedes detectar roturas de cables (0 V) y fallos en los sensores (por debajo de 1 V) con solo observar la tensión. Cualquier valor entre 1 V y 5 V es una lectura válida.

Elaboración de un presupuesto preciso

Todos los componentes de tu cadena de señales generan errores, y estos se acumulan más rápido de lo que piensas. Esto es a lo que te enfrentas normalmente:

Fuente	Error típico
No linealidad del sensor	0,1— 0,5% FS
Compensación del amplificador	0.02— 0.2% FS
Cuantificación ADC	LSB/2
Deriva de temperatura	50—500 ppm/°C
Tensión de referencia	0,05— 0,5%

La forma correcta de combinar estos errores es root-sum-square (RSS), que asume que son independientes y no están correlacionados:

e_{total} = \sqrt{e_1^2 + e_2^2 + \cdots + e_n^2}

Esto le da una estimación más realista que simplemente sumarlos linealmente. La calculadora de presupuesto de precisión de los sensores le permite modelar la precisión de todo el sistema en función de la temperatura y ver cuáles son las principales fuentes de error. A menudo te darás cuenta de que uno o dos componentes predominan en el presupuesto de errores, y es ahí donde debes concentrar tus esfuerzos (o tu dinero) en mejorar.

Resumen

Esta es una referencia rápida sobre los tipos de sensores más comunes y sobre qué usar para el acondicionamiento de señales:

Tipo de sensor	Salida típica	IC recomendado
PT100 RTD	100—400 Ω	INA128 + fuente de corriente constante
Termopar	1—50 mV	MAX31855
Celda de carga	1—10 mV	HX711 o INA125
Fotodiodo	1 Na—100 μA	TIA con OPA2134
Derivación de corriente	10—100 mV	INA219 o INA240
Bucle de 4 a 20 mA	de 1 a 5 V (a través de 250 Ω)	ADC direct

Los errores que veo una y otra vez: no utilizar suficiente ganancia en los sensores de puente (se termina con una señal de 10 mV al intentar accionar un ADC de 16 bits y se pregunta por qué es ruidoso), olvidar la compensación de la unión fría en los circuitos de termopar (las lecturas se desviarán independientemente de la temperatura de la PCB) y dejar de lado el condensador de retroalimentación en los diseños de amplificadores de transimpedancia (disfrute de una oscilación de 10 MHz). Aprenda de los errores de otras personas en lugar de cometerlos usted mismo.