Adaptation d'impédance LNA à large bande : réseaux Pi et réseaux L

Le problème : rapport d'impédance 4:1 sur une demi-octave

Vous disposez donc d'un amplificateur à faible bruit avec une impédance de source optimale de 200 Ω à 1 GHz. Votre système fonctionne à 50 Ω. C'est un ratio de 4:1, ce qui ne semble pas trop effrayant au début, jusqu'à ce que vous réalisiez que vous devez couvrir 800 à 1200 MHz.

Cela représente 400 MHz de bande passante centrée sur 1 GHz, soit 40 % de bande passante fractionnée. Votre réseau correspondant doit maintenir S11 en dessous de −15 dB sur toute cette plage, sinon vous perdrez la sensibilité aux limites de la bande. Et naturellement, c'est exactement là que les interférences de la bande adjacente aiment vivre et vous compliquer la vie.

C'est là que les réseaux L simples s'effondrent. J'ai vu de nombreux ingénieurs (y compris moi-même, il y a des années) essayer de forcer un réseau L dans ce scénario et me demander pourquoi les bords de bande sont si mauvais.

Pourquoi le réseau L échoue ici

Un réseau L est beau dans sa simplicité : deux éléments réactifs correspondant à deux résistances. Faible perte, composants minimaux, facile à comprendre. Mais c'est une structure résonnante, et son Q est entièrement déterminé par le rapport d'impédance que vous essayez de faire correspondre :

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Maintenant, la bande passante de 3 dB d'un réseau correspondant est d'environ$BW \approx f_0 / Q$. À 1 GHz avec Q = 1,73, cela vous donne environ 580 MHz de bande passante de 3 dB. Cela semble suffisant, non ?

Faux. Le problème est que S11 < −15 dB (VSWR < 1,43) vous oblige à rester beaucoup plus près du pic de résonance que des points de 3 dB. En pratique, la bande passante utilisable pour une spécification de retour et de perte stricte est plus proche du$f_0 / (2Q)$. Cela ne représente qu'environ 290 MHz ici, ce qui est loin des 400 MHz dont vous avez besoin.

Ouvrez le réseau L dans l'outil d'adaptation d'impédance et observez ce qui se passe. S11 franchit −15 dB autour de 870 MHz sur le côté bas et 1130 MHz sur le côté haut. Tout ce qui est compris entre 800 et 870 MHz et entre 1 100 et 1 200 MHz reste inchangé avec une faible perte de retour. Si vous concevez pour les bandes cellulaires, vous exposez simplement les bords où les interférences sont les plus importantes.

La plupart des ingénieurs ignorent le calcul Q et l'essayent quand même. Ils le regrettent plus tard lorsque le prototype échoue à la limite du groupe.

Passer à un réseau Pi

Un réseau Pi vous donne ce troisième élément crucial et, grâce à lui, un degré de liberté supplémentaire pour façonner la réponse. L'astuce, c'est qu'il s'agit en fait de deux sections L consécutives, et le synthétiseur trouve les valeurs des composants qui répartissent la transformation sur les deux sections. Chaque section fonctionne avec un rapport d'impédance inférieur, donc chacune a un Q. Quel est le résultat ? Bande passante plus large.

Voici ce que vous branchez réellement au synthétiseur d'adaptation d'impédance à large bande dans ce cas :

Le synthétiseur effectue les calculs et crée un réseau Pi centré sur 1 000 MHz : Avec ces valeurs, S11 reste en dessous de −16,5 dB sur l'ensemble de la plage de 800 à 1 200 MHz. C'est confortablement à l'intérieur de la cible de −15 dB avec une marge de manœuvre. L'amélioration par rapport au réseau L est spectaculaire : vous pouvez la constater immédiatement dans le graphique de réponse en fréquence généré par l'outil. Plus de bords tombants.

Comprendre ce que fait réellement le Pi

Considérez la topologie Pi comme deux sections en L partageant un inducteur en série au milieu. Le capuchon de shunt côté source et la série L forment la première section en L, transformant 50 Ω en une impédance intermédiaire. Ensuite, la série L et le capuchon de shunt côté charge forment la deuxième section en L, passant de cette impédance intermédiaire aux 200 Ω finaux.

Le synthétiseur vous permet de contrôler (ou du moins d'influencer) cette impédance intermédiaire. Une impédance intermédiaire plus faible signifie un Q plus faible dans chaque section individuelle, ce qui élargit la bande passante. Il y a cependant un compromis : un Q plus faible signifie également que les valeurs des composants deviennent plus sensibles aux tolérances.

Un bon point de départ est de viser une impédance intermédiaire autour de$R_{intermediate} \approx \sqrt{R_s \cdot R_L} = \sqrt{50 \times 200} = 100$Ω. Cela répartit la transformation de manière à peu près égale entre les deux sections. Ce n'est pas toujours optimal, mais c'est une bonne première estimation qui vous permet généralement de vous en rapprocher.

Pour aller plus loin : l'échelle à 3 sections

Supposons que vous ayez besoin d'encore plus de bande passante. Peut-être que vous essayez de couvrir S11 < -20 dB de 700 MHz à 1400 MHz, soit essentiellement le réseau cellulaire et le Wi-Fi en une seule fois. C'est alors que vous optez pour un réseau d'échelles en 3 sections.

Cela ajoute deux éléments supplémentaires pour un total de cinq : alterner shunt-series-shunt-series-shunt. Vous distribuez maintenant le Q sur trois sections L en cascade au lieu de deux. Chaque section fait encore moins de travail, donc chacune a un Q. encore plus faible.

Basculez le sélecteur de topologie sur échelle à 3 sections dans l'outil et conservez tout le reste inchangé. Le synthétiseur renvoie cinq valeurs de composants et le graphique de réponse en fréquence montre que S11 reste inférieur à -22 dB entre 760 MHz et 1260 MHz. Il s'agit d'une amélioration considérable de la bande passante.

Mais voici la réalité : cinq composants signifient cinq sources de parasites, cinq facteurs de tolérance et au moins une itération supplémentaire sur le banc pour tout régler. Pour répondre aux besoins cellulaires spécifiques de 800 à 1 200 MHz avec lesquels nous avons commencé, le réseau Pi atteint la cible avec trois composants. C'est généralement le point idéal : une marge de bande passante suffisante sans transformer votre réseau correspondant en un cauchemar de débogage.

L'échelle à 3 sections est là quand vous en avez besoin, mais ne l'atteignez pas par réflexe. Conservez-le pour les cas où la bande passante est vraiment limitée et où vous avez déjà épuisé des options plus simples.

Notes pratiques pour le banc

Le simulateur vous permet de vous y rendre presque, mais il y a toujours des pièges du monde réel qui n'apparaissent pas dans les simulations idéales :

L'impédance d'entrée du LNA n'est jamais purement résistive. Ces 200 Ω que nous utilisons ? C'est une approximation. Les entrées LNA réelles ont une capacité de shunt par rapport à la terre, généralement de 0,5 à 1 pF à 1 GHz, ce qui modifie la résonance. Ne vous fiez pas uniquement au chiffre « impédance optimale de la source » indiqué dans la fiche technique. Explorez le fichier de paramètres S, extrayez les parties réelles et imaginaires du$Z_{opt}$à votre fréquence cible et branchez-les au synthétiseur. Vous aurez un bien meilleur point de départ. Les parasites des composants modifient tout. Un inducteur 0402 évalué à 10 nH a une fréquence d'auto-résonance d'environ 2 à 3 GHz. À 1 GHz, cela semble toujours essentiellement inductif, mais l'inductance effective est légèrement supérieure à la valeur nominale car vous n'êtes pas si loin de la SRF. Si vous possédez des modèles à paramètres S de votre fournisseur, utilisez-les. Si ce n'est pas le cas, prévoyez un décalage de fréquence de 5 à 10 % et réglez votre cible de bande passante en conséquence. Je vise généralement un S11 < −15 dB entre 780 et 1220 MHz si l'exigence réelle est de 800 à 1200 MHz, juste pour laisser de la place à la réalité des composants. La disposition de la carte peut vous aider ou vous ruiner. Ces condensateurs shunt doivent être connectés à la terre par le biais le plus court et le plus gros que vous puissiez avoir. Toute inductance via ajoute une impédance série à ce qui devrait être un élément de shunt pur, ce qui modifie la correspondance. J'ai vu des dessins parfaitement bons sur papier devenir marginaux parce que quelqu'un a utilisé un seul Skinny Via pour gagner de la place. Utilisez plusieurs vias en parallèle si possible. Et limitez les longueurs de trace réseau correspondantes : chaque millimètre de microruban entre les composants entraîne des pertes et un déphasage que vous n'avez pas pris en compte.

Utilisez l' outil d'adaptation d'impédance pour synthétiser les valeurs des composants pour vos impédances de source et de charge réelles. Vérifiez ensuite la qualité de correspondance sur le tableau de Smith et vérifiez le VSWR sur les bords de la bande avant de commander des pièces. Cela prend dix minutes supplémentaires et vous évite de découvrir des problèmes après le retour des tableaux.