Skip to content
RFrftools.io
PCB

Calculateur de résonance PCB Via Stub

Calculez en utilisant la fréquence de résonance du tronçon, la profondeur de l'encoche du signal et les avantages du rétroperçage pour la conception de circuits imprimés à grande vitesse. Optimisez la longueur des talons. Résultats instantanés et gratuits.

Loading calculator...

Formule

Lstub=Tpcb(1−NlayerNtotal),fres=vp4LstubL_{stub} = T_{pcb}\left(1-\frac{N_{layer}}{N_{total}}\right),\quad f_{res} = \frac{v_p}{4 L_{stub}}

Référence: Eric Bogatin, "Signal and Power Integrity Simplified" 3rd ed.

L_stub— Longueur du stub du via (mm)
vp— Vitesse de propagation dans le diélectrique (m/s)
εr— Constante diélectrique
f_res— Fréquence de résonance quart d'onde (Hz)

Comment ça marche

Le calculateur de résonance Via Stub calcule la fréquence de résonance en quart d'onde des circuits via, ce qui est essentiel pour la conception de circuits imprimés numériques à haut débit (>5 Gbit/s) et RF/micro-ondes. Les ingénieurs en intégrité du signal l'utilisent pour identifier les encoches de fréquence qui entraînent une perte d'insertion de 10 à 20 dB à la résonance, ce qui ne permet pas la conformité des canaux pour les réseaux PCIe Gen4/5, USB4 et Ethernet 100G.

Selon la « conception numérique à haute vitesse » de Johnson/Graham, un trou traversant crée un tronçon en dessous du point de sortie de la couche de signal. Ce tronçon agit comme un résonateur quart d'onde à f_res = c/(4 x L_stub x sqrt (Er)), où L_stub est la longueur du tube d'interconnexion non utilisée. Sur une carte de 1,6 mm avec un signal en couche 2 (0,2 mm du haut), la longueur du tronçon est de 1,4 mm et résonne à 5,3 GHz sur FR4 (Er=4,3).

Conformément aux spécifications IEEE 802.3 100GBASE-CR4, la perte d'insertion maximale à 12,5 GHz est de 1,5 dB par via. Un tronçon d'interconnexion résonnant à 12 GHz provoque une encoche de plus de 15 dB, ce qui est catastrophique pour l'intégrité du signal. C'est pourquoi le rétroperçage (perçage à profondeur contrôlée selon la norme IPC-6012E) est obligatoire pour les canaux de plus de 25 Gbit/s, en retirant le tronçon à 0,1 à 0,2 mm de la couche de signal.

Le facteur Q de résonance du stub dépend de la résistance du tube et de la perte diélectrique. FR4 (tan_delta = 0.02) fournit un amortissement naturel avec un Q d'environ 10 à 15 ; les matériaux à faibles pertes (tels que Rogers (tan_delta = 0,004) ont un Q = 50+, créant ainsi des encoches plus nettes. Contrairement à l'intuition, les substrats avec pertes peuvent être plus performants à des fréquences spécifiques en raison de l'amortissement de la résonance.

Exemple Résolu

Problème : une carte à 6 couches de 2,4 mm, FR4 à Er = 4,3. Une voie de 25 Gbit/s entre dans un trou traversant en haut et en sort par la couche 3. Dans quelle mesure le canon est-il tronqué et où résonne-t-il ?

Le calculateur localise la sortie du nombre de couches, en supposant que les couches sont régulièrement espacées :

  1. Longueur du talon : L_stub = T (1 - N_layer/N_total) = 2.4 x (1 - 3/6) = 1,2 mm
  2. Vitesse effective : v = c/sqrt (Er) = 299792458/sqrt (4,3) = 1,4457e8 m/s
  3. Résonance quart d'onde : f_res = v/ (4 x L_stub) = 1.4457e8/ (4 x 0,0012) = 30,12 GHz
  4. Avantage du Backdrill : le retrait du tronçon pousse la première résonance à environ 3 fois, 90,36 GHz

Pour une NRZ à 25 Gbit/s, la valeur fondamentale se situe à 12,5 GHz, donc une encoche de 30,12 GHz se situe près de la troisième harmonique, ce qui est suffisant pour les taux de périphérie, pas assez pour fermer les yeux d'elle-même.

Déplacez la sortie vers la couche 5 et le tronçon tombe à 0,4 mm, poussant la résonance à 90,36 GHz et hors de toute bande utilisée par cette liaison. Sortez sur la couche 6, la dernière couche, et il n'y a aucun talon : le calculateur indique zéro plutôt qu'une résonance.

Deux choses à propos de cet exemple étaient erronées auparavant, et toutes deux méritent d'être citées. Il a calculé le tronçon comme l'épaisseur moins la profondeur de sortie en millimètres (2,4 - 0,4 = 2,0 mm), ce qui n'est pas le modèle utilisé par le calculateur. Il fonctionne à partir de la fraction de couche, et pour la couche 3 sur 6, le talon est de 1,2 mm, et non de 2,0. Et il a divisé un 3e8 arrondi par sqrt (Er). La vitesse de la lumière est exacte par définition du mètre à 299792458 m/s ; la valeur arrondie est haute de 0,07 % et est décalée par rapport à chaque fréquence indiquée ici.

Conseils Pratiques

  • ✓Utilisez des micro-vias HDI pour les signaux supérieurs à 10 Gbit/s : les vias aveugles de L1 à L2 n'ont pas de tronçon par conception, ce qui élimine les problèmes de résonance jusqu'à 50 GHz et plus conformément à la norme IPC-2226.
  • ✓Spécifiez la profondeur de perçage arrière avec une tolérance de +0,1/-0,0 mm par rapport à la couche de signal, afin de laisser un minimum de tronçons tout en évitant de percer dans le plan de signal conformément à la norme IPC-6012E.
  • ✓Pour plus de 25 Gbit/s : placez les canaux de signal sur les couches les plus proches des surfaces extérieures afin de minimiser la longueur des tronçons, même sans perçage arrière, ce qui permet de réduire les coûts sur les prototypes de cartes.

Erreurs Fréquentes

  • ✗Ignorer la position de la couche dans le calcul des tronçons : un signal de la couche 2 par rapport à la couche 4 sur la même carte possède des longueurs de tronçon et des fréquences de résonance radicalement différentes. Suivez toujours la couche de signal, pas seulement l'épaisseur de la carte.
  • ✗En supposant que le rétroperçage résout tous les problèmes, la tolérance de perçage arrière est de +/- 0,1 mm selon la norme IPC-6012E ; un tronçon résiduel de 0,2 mm résonne toujours à 37 GHz, affectant les signaux PAM4 à 112 Gbit/s.
  • ✗Oubliant que la résonance tronquée est bidirectionnelle, l'encoche apparaît à la fois dans S21 (perte d'insertion) et S11 (perte de retour), provoquant à la fois une dégradation du signal et une réflexion.

Foire Aux Questions

La partie inutilisée d'un trou traversant situé sous la couche de sortie du signal forme un tronçon de ligne de transmission terminé par un circuit ouvert. L'énergie électromagnétique se réfléchit à l'extrémité ouverte, créant des ondes stationnaires. À la fréquence quart d'onde, le tronçon présente un court-circuit à la couche de signal, provoquant une réflexion maximale (dégradation de la perte de retour de 15 à 25 dB), conformément au chapitre 5 de Johnson/Graham.
Trois méthodes selon la norme IPC-6012E : (1) Perçage à contre-courant : élimine le tronçon, le plus efficacement possible, ajoute 0,50 à 2 dollars par planche ; (2) Vias aveugles/enterrés, intrinsèquement exempts de tronçons, nécessitent un processus HDI ; (3) Planification des couches : acheminez les signaux sur les couches les plus proches de la surface de sortie. Le rétro-perçage est standard pour plus de 25 Gbit/s ; HDI pour plus de 56 Gbit/s.
Quand f_res se situe dans la bande passante du signal. Pour la NRZ, une bande passante d'environ 0,7 x bit_rate; pour le PAM4, environ 0,35 x bit_rate. a Une résonance de 5 GHz affecte la NRZ à 7 Gbit/s ou la PAM4 à plus de 14 Gbit/s. Conformément à la norme IEEE 802.3, 10GBASE-KR spécifie les effets de stub via le modèle de canal. Au-delà de 10 Gbit/s, l'analyse des stub est obligatoire.
Oui — Er définit directement la fréquence de résonance (f proportionnelle à 1/sqrt (Er)). Le FR4 (Er=4,3) résonne 15 % plus bas que le Rogers RO4003C (Er=3,38) pour la même longueur de tronçon. La tangente de perte affecte le facteur Q : les matériaux à faibles pertes créent des entailles plus nettes et plus profondes. Paradoxalement, le FR4 standard peut surpasser les stratifiés à faibles pertes aux fréquences de résonance des tronçons en raison de l'amortissement.

Articles Connexes

Signal Integrity

Analyse du diagramme oculaire : validation d'un SerDes à 10 Gbit/s

Quelle perte d'insertion peut supporter une voie SerDes à 10 Gbit/s : exécutez un Touchstone S21 via l'outil Eye Diagram et observez l'évolution de la hauteur.

PCB Design

Simulation FDTD : pourquoi les signaux 10 Gbit/s détestent les signaux via Stubs

Un guide étape par étape pour exécuter une simulation FDTD d'une transition traversante dans FR-4.

Outils de Simulation Avancés

FDTD Transmission Line Simulator

Solve microstrip stubs, coupled-line filters, via transitions, and step discontinuities across a ladder of named solve modes — from a 2D cross-section in seconds to a fine 3D openEMS field solve. S-parameters, Smith chart, and impedance analysis.

Shop Components

As an Amazon Associate we earn from qualifying purchases.

PCB Manufacturing (JLCPCB)

Affordable PCB fabrication with controlled impedance options

JLCPCB →

FR4 Copper Clad Laminate

FR4 laminate sheets for custom PCB prototyping

Amazon →

Thermal Paste

Thermal interface material for component heat management

Amazon →

Calculateurs associés

PCB

Via différentiel

Calculez l'impédance différentielle et la perte d'insertion pour une paire de via, y compris la résonance tronquée qui domine une transition de via bien avant que les pertes de conducteur et de diélectrique ne soient importantes.

PCB

Via Calculator

Calculez le PCB en fonction de l'impédance, de la capacité, de l'inductance et de la capacité actuelle. Recevez le rapport hauteur/largeur et les avertissements DFM pour les vias traversants et aveugles. Résultats instantanés et gratuits.

PCB

Impédance du plan d'alimentation

Calculez l'impédance, la capacité, l'inductance et la fréquence de résonance du plan d'alimentation des circuits imprimés pour la conception des PDN. Optimisez votre réseau de distribution d'électricité. Résultats instantanés et gratuits.

PCB

Contrôlé Z

Calculez l'impédance caractéristique des traces de microruban de surface, de microruban intégré et de PCB stripline. Obtenez Z0, Er effectif et largeur de trace cible. Résultats instantanés et gratuits.