How do you calculate MOSFET conduction losses in an H-bridge motor driver?

Conduction loss is calculated as P_cond = I_RMS² × R_DS(on) × D, where I_RMS is the RMS current, R_DS(on) is the on-resistance, and D is the duty cycle. Always use the R_DS(on) value at operating temperature (typically 1.5-2× higher than the 25°C datasheet value) rather than room temperature specs.

Why does MOSFET R_DS(on) increase with temperature?

R_DS(on) increases with temperature due to the physics of semiconductor materials, typically rising 1.5× to 2× from 25°C to 100°C depending on FET technology. This temperature coefficient must be accounted for in thermal design, as using only the room-temperature datasheet value will significantly underestimate conduction losses in real operating conditions.

What causes switching losses in MOSFET H-bridge circuits?

Switching losses occur during the transition period when the MOSFET is neither fully on nor fully off, with both high voltage and high current present simultaneously. The energy lost per transition is approximately E_sw = ½ × V_supply × I_motor × (t_rise + t_fall), and total switching loss scales with PWM switching frequency.

What are the two main types of power losses in motor driver MOSFETs?

The two main loss types are conduction losses (resistive heating from R_DS(on) when the FET is on) and switching losses (energy wasted during on/off transitions). Conduction losses scale with duty cycle and current squared, while switching losses scale with switching frequency and are independent of duty cycle.

Motor Control2026年3月18日9分で読める

H ブリッジモータードライバーの MOSFET 損失の計算

MOSFET Hブリッジモータードライバーの導通損失とスイッチング損失の計算方法を学んでください。電力損失計算ツールを使って実数を使った例を挙げました。

モータードライバーの損失が重要な理由

MOSFETを選択し、Hブリッジを作成したら、モーターが回転します。よさそうだよね？そんなに早くないベンチで動作するモータードライバーと実際の条件下で動作するモータードライバーの違いは、多くの場合、熱設計にあります。そのためには、各FETがどれだけの電力を消費しているかを正確に把握することから始まります。

モータードライバーの損失は、導通損失 (FETがオンのときの抵抗加熱) とスイッチング損失 (オン/オフ遷移のたびに無駄になるエネルギー) の 2 つの主要なカテゴリに分類されます。これらの数値に誤りがあると、ヒートシンクを過剰に設計して貴重な基板スペースを無駄にするか、あるいはヒートシンクのスペックを過小評価して、最悪の瞬間にFETのサーマルスロットルが発生するのを見守ることになります。ほとんどのエンジニアは、詳細な損失計算を早い段階で飛ばし、後でデモの前の午前 3 時に熱暴走の問題をデバッグするときに後悔します。

ここでは、数学を分解し、ブラシ付き DC モーターの用途で実際に表示される可能性がある実際の数値を使って実際の例を見ていき、モータードライバーの電力損失計算機を使ってすばやく答えを得る方法を紹介します。

伝導損失:定常州税

MOSFETが完全にオンになると、 $R_{DS(on)}$ という特徴を持つ小さな抵抗器のように動作します。これがオン抵抗であり、小さいものの (最近のパワーFETではわずか数ミリオーム)、ゼロになることはありません。PWM駆動のHブリッジでは、FETは常に 100% オンになるわけではなく、デューティ・サイクル $D$ で定義されているごく一部の時間だけオンになっています。FET を流れる RMS 電流によって導通損失が決まります。

P_{cond} = I_{RMS}^2 \times R_{DS(on)} \times D

人々を絶えずつまずかせているものがあります。

R_{DS(on)}

は温度とともに悪化します。データシートにこんなに低い値が書いてあるの？これは25℃ですが、100℃では、FET技術にもよりますが、1.5倍から2倍高くなることが予想されます。常温仕様ではなく、常に「高温」抵抗を考慮して設計してください。25°Cで紙の上では見栄えが良く、動作温度に達するとスペースヒーターに変わるデザインをあまりにも多く見てきました。

デューティ・サイクルという用語は、考えてみれば理にかなっています。50% のデューティ・サイクルでモーターを駆動しているだけなら、ハイサイドFETは平均で半分の時間しか伝導しません。デューティ・サイクルが小さいほど、平均導通損失も小さくなります。そのため、導通損失はモーターをどれだけ強く駆動しているかに直接影響します。

スイッチング損失:スピードタックス

MOSFETがオフからオン (またはその逆) に遷移するたびに、電圧と電流の両方が高くなる短い瞬間があります。この遷移の間、FETは完全にオンでも完全にオフでもない直線的な領域にあります。遷移ごとに失われるエネルギーは、おおよそ次のようになります。

E_{sw} = \frac{1}{2} \times V_{supply} \times I_{motor} \times (t_{rise} + t_{fall})

問題は、立ち上がり時間と立ち下がり時間は、ゲート駆動回路、PCBのレイアウト、その他多くの変数に依存し、正確に特定するのが難しいことです。実際的な見積もりでは、代わりにゲート電荷

Q_g

を直接使用します。この計算ツールでは、簡略化されながら効果的なモデルが使用されています。

P_{sw} = \frac{1}{2} \times V_{supply} \times I_{motor} \times Q_g \times f_{sw}

この式は、スイッチング損失がスイッチング周波数に比例するという重要な知見を捉えています。スイッチング周波数を上げて可聴ノイズを消すのか、それとも出力リップルを減らすのか？ただし、これには実際の熱的ペナルティが伴うことを覚えておいてください。周波数が2倍、スイッチング損失が2倍になります。フリーランチはありません。

ゲート電荷 $Q_g$ は基本的に、FETを切り替えるためにゲート容量にどれだけの電荷を送り込む必要があるかを示す尺度です。ゲート電荷が小さいほど、スイッチングが速くなり、損失が少なくなります。これが、最新のFETが $Q_g$ という低い値を宣伝している理由です。これはスイッチング効率の直接的な指標です。

使用例:24V、10A ブラシ付き DC モータードライバー

一般的なシナリオの損失を詳しく見てみましょう。ロボット工学や産業用途で中出力のブラシ付きDCモーターを駆動しているときに遭遇する可能性があるものです。

パラメーター	値
モーター電流 (実効値)	10 アンペア
電源電圧	24ボルト
$R_{DS(on)}$ (100°Cで)	8 mΩ
PWM デューティサイクル	75%
スイッチング周波数	20 kHz
ゲートチャージ $Q_g$	50 nC

ここではホットな

R_{DS(on)}

値（100°Cで8ミリオーム）を使用していることに注意してください。データシートには25°Cで5mΩ程度と記載されていますが、動作条件については現実的に考えています。 FET あたりの導通損失:

P_{cond} = (10)^2 \times 0.008 \times 0.75 = 0.6 \text{ W}

これは、100 平方に 8 ミリオームを掛け、0.75 デューティサイクルを掛けたものです。0.5 ワットというと大したことではないように聞こえますが、フル H ブリッジには 4 つの FET があり、その合計はあっという間であることを思い出してください。 FET あたりのスイッチング損失:

P_{sw} = \frac{1}{2} \times 24 \times 10 \times 50 \times 10^{-9} \times 20000 = 0.12 \text{ W}

20kHzのスイッチング周波数では、スイッチング損失は導通損失に比べて比較的小さくなります。しかし、後でその周波数を変更するとどうなるか見てみましょう。

FETあたりの総損失:

P_{total} = 0.6 + 0.12 = 0.72 \text{ W}

ブリッジ損失の合計 (4 FET):

P_{bridge} = 4 \times 0.72 = 2.88 \text{ W}

つまり、ブリッジ全体で消費される電力は 3 ワット弱です。一般的な H ブリッジには、ハイサイド FET が 2 つ、ローサイド FET が 2 つあり、常に 1 つのハイサイドと 1 つのローサイド FET が導通しています (モーターの方向によって異なります)。 推定ドライバ効率:

24Vと10Aの場合の 75% デューティ・サイクルでのモーター出力は約180Wです (モーターの逆起電力と抵抗損失が残りを消費すると仮定します)。つまり、

\eta = \frac{P_{motor}}{P_{motor} + P_{bridge}} = \frac{180}{180 + 2.88} \approx 98.4\%

悪くない。しかし、スイッチング周波数を80kHzに4倍にしてPWMノイズが可聴範囲から外れるとどうなるかに注目してください。スイッチング損失はFETあたり0.48Wに跳ね上がり、ブリッジ損失の合計は約4.3Wに上昇し、熱を発生させてもモーターの性能上の利点はゼロになります。効率は約 97.7% に低下します。その余分なワット数半はそれほど大きくないように思えるかもしれませんが、温度に制約のあるエンクロージャーでは、信頼性の高い動作とサーマルシャットダウンの違いになります。

設計上の影響

実際の設計で実際に重要な、手っ取り早い実践的ポイント:

スイッチング周波数が低いと、伝導損失が支配的になります。 10～20 kHzで動作していますか?

R_{DS(on)}

の低い FET に注目してください。オン抵抗が半分のFETに1ドル余分に費やすと、熱管理コストを大幅に節約できます。この例では、導通損失はスイッチング損失の5倍でした。 スイッチング損失は高周波数で引き継がれます。 50 kHz を超えると、ゲート電荷

Q_g

が重要なパラメータになります。

R_{DS(on)}

は世界で最も低くてもかまいませんが、ゲートの電荷が高いと、切り替えるたびにワットを消費することになります。ここが、これらの派手なGaN FETが輝き始めるところです。ゲート電荷が低いため、高周波動作が実用的です。 デューティ・サイクルはスイッチングではなく導通に影響します。 スイッチング損失は周波数と負荷電流、周期によって異なります。25% のデューティ・サイクルでも 75% のデューティ・サイクルでも、スイッチング速度は同じなので、スイッチング損失は一定に保たれます。ただし、導通損失はデューティ・サイクルに比例して増加します。これは、FETが各サイクルのうち長時間オンになるためです。 熱ディレーティングは必須です この例ではFETあたり0.72Wで、理論上は管理可能ですが、限られたスペースでは狭くなります。銅線が最小のSOT-23パッケージを使っていると、問題が発生します。パッドが露出していて、銅がきちんと注がれているSO-8ですか？はるかにリーズナブル。特定のパッケージとPCBレイアウトの接合部から周囲までの熱抵抗を必ず確認してください。

数字に納得がいかないときには

ブリッジの損失が接合部温度を安全限界値を超えて押し上げた場合 (そしてほとんどのMOSFETが125°Cの接合温度を超えると不満を感じ始める) 場合、次の4つの方法があります。

より低い $R_{DS(on)}$ — シリコン面積の大きい大きなFETを選ぶか、複数のFETを並列に並べてください。2つのFETを並列に接続すると、スイッチング損失と基板面積が2倍になっても、導通損失は半分に削減されます。時にはそのトレードが理にかなっていることもあります。 より低い $Q_g$ — ゲート電荷の低い、高速スイッチングのFETに切り替えましょう。最新のスーパージャンクションMOSFETとGaNデバイスはここで優れています。欠点は、多くの場合、より高価であり、ゲートドライブの設計に手間がかかることです。 $f_{sw}$ を下げる — スイッチング周波数を下げてください。モーターに流れるリップル電流が増えたり、可聴ノイズが増えたりしても、熱の問題は解消されることがよくあります。40 kHz から 20 kHz にすると、スイッチング損失は半分になります。 優れたサーマルパス — 露出したパッドパッケージを使用したり、より厚い銅プレーンに配線したり、ヒートシンクを追加したり、エアフローを改善したりできます。場合によっては、別のFETではなく、より優れた機械設計が答えになることもあります。数平方インチの2オンス銅は驚くほど効果があります。

自分で試してみてください

実際のパラメータをモータードライバーの消費電力計算機に入力してください。これは、レイアウトに取り掛かる前に FET の選択内容の健全性を確認する最速の方法です。サーマル・バジェットが納得できるまで、スイッチング周波数、FETの選択、デューティ・サイクルを繰り返してください。この計算ツールは損失の発生源を正確に示し、情報に基づいたトレードオフを行うのに役立ちます。最初のプロトタイプを実行した後で再設計が必要だと気付くよりもずっと良い方法です。