RF カスケード解析:フリース、IIP3、モンテカルロ

名目値だけでは不十分な理由

RFフロントエンドのデータシートを開くと、25°C、公称電源電圧、中心周波数で測定された単一のノイズ指数とゲイン数が表示されます。これがベストケースの話です。実際の生産部品はディストリビューションと一緒に表示されます。あなたの 2 dB の NF LNA って言うの？プロセスコーナー、温度、その週にファブがどのバッチを実行したかにもよりますが、実際には 1.5 ～ 2.5 dB の広がりがあります。

ここが痛くなるところです。例えば、レシーバーの感度仕様では 2.0 dB のカスケード NF が必要で、控えめに 0.5 dB のマージンを予算化したとします。紙の上では安全に見えます。しかし、LNAがNFレンジのハイエンドに達すると、ミキサーが温かくなり、IFアンプの動作が通常より少し大きくなるなど、プロダクションコーナーが積み重なると、そのマージンはなくなります。突然、仕様をほとんど満たさないレシーバーや、さらに悪いことに、仕様をまったく満たさないレシーバーを出荷することになります。

RF カスケード・バジェット・アナライザはこの問題に正面から取り組んでいます。標準の Friis 公式を使用してカスケードされた NF、ゲイン、IIP3、P1dB を計算し、ステージごとの許容誤差範囲にわたってベクトル化されたモンテカルロシミュレーションを実行します。得られるのは利回り統計と感度ランキングで、どの成分が実際に利益を落としているのかを知ることができます。入力形式は単純な JSON です。チェーンの必要に応じていくつでもステージを定義し、アンプ、ミキサー、減衰器、フィルターをアーキテクチャの要件に合わせて混合します。

5 段階受信チェーンのセットアップ

具体例として、5 段階の 2.4 GHz レシーバーのフロントエンドを見てみましょう。信号経路は、LNA → バンドセレクトフィルター → ミキサー → IF アンプ → IF フィルターになります。かなり標準的なスーパーヘテロダイン・アーキテクチャ。

入力するステージリストは次のとおりです。

[   {"name": "LNA",           "gain": 15.0, "nf": 1.5, "iip3": -5.0,  "nf_tol": 0.3, "gain_tol": 0.5, "iip3_tol": 1.5},   {"name": "BPF",           "gain": -1.5, "nf": 1.5, "iip3": 30.0,  "nf_tol": 0.2, "gain_tol": 0.2, "iip3_tol": 0.0},   {"name": "Mixer",         "gain": -6.0, "nf": 7.5, "iip3": 12.0,  "nf_tol": 0.5, "gain_tol": 0.5, "iip3_tol": 2.0},   {"name": "IF Amplifier",  "gain": 20.0, "nf": 5.0, "iip3": 20.0,  "nf_tol": 0.4, "gain_tol": 0.5, "iip3_tol": 1.5},   {"name": "IF Filter",     "gain": -2.0, "nf": 2.0, "iip3": 30.0,  "nf_tol": 0.2, "gain_tol": 0.3, "iip3_tol": 0.0} ]

nf_tol、gain_tol、iip3_tolの各フィールドには、モンテカルロ計算の ±1σ の許容誤差が指定されています。受動部品 (この場合はフィルタ) の IIP3 許容誤差がゼロであることに注意してください。これは見落としではありません。パッシブフィルターの直線性は基本的に物理によって設定され、アクティブデバイスのようにドリフトしません。挿入損失は温度や製造方法によって多少異なる場合がありますが、3次インターセプト・ポイントは非常に高いままです。

カスケード公称結果

これらの数値をツールに入力すると、名目上のパフォーマンス指標が得られます。すべてのコンポーネントがデータシートの中心値とまったく同じ位置にある状態で、室温で完璧な基板上で測定できる値は次のとおりです。

2.31 dB というカスケード接続された NF は、それに近いレベルです。感度バジェットが 2.5 dB を許容していれば、0.19 dB のマージンが得られます。現実世界の変動を考慮すると、余裕はあまりありません。

IIP3 カスケードには興味深い話があります。LNAのゲインは15 dBですが、ミキサーのIIP3は+12 dBmという比較的控えめなものがシステムの直線性を支配します。ゲインが 13.5 dB 先に上がると、そのミキサー IIP3 はシステム入力に参照され、約 −9 dBm になります。ミキサーはリニアリティのボトルネックです。ほとんどのエンジニアは、統合テスト中に難しい方法でこれを突き止めます。

ステージごとの貢献度の内訳

累積的な内訳を見ると、ノイズとリニアリティの予算がどこに使われているかが正確にわかります。LNAはカスケードNFに1.50 dB貢献します。これは、最初にラインに接続して以来、LNA自体のノイズ指数の 100% に相当します。バンドパスフィルターはさらに 0.09 dB を追加しますが、その前の 15 dB の LNA ゲインによって大幅に減衰されます。ミキサーのチップは 0.67 dB です。これは純粋な Friis の公式動作です。LNA がノイズを支配し、LNA ゲインに dB を加えるごとに、下流のあらゆる要素からのノイズ寄与が直接抑制されます。

IIP3 は逆の働きをします。カスケード接続された IIP3 では、先に高ゲインがある後のステージが大半を占めます。IIP3の劣化の大部分は、13.5 dBのゲインの後ろにある3位のミキサーが原因です。ほとんどの人が見逃しているのは、IFアンプのIIP3を20dBmから30dBmに改善した場合、カスケード接続されたIIP3の変化は0.3dB未満になるということです。IFアンプは単純にボトルネックではありません。針が動かない、もっと良い部品にお金を使うことになるでしょう。

モンテカルロ:名目利回りから生産利回りまで

では、200,000 枚のプロダクションボードをシミュレートするとどうなるか見てみましょう。許容誤差が 1σ と定義されているガウス分布を使用するようにモンテカルロを設定します。シミュレーターはすべてのステージパラメーター (ゲイン、NF、IIP3) を同時に摂動させ、すべての試行でフリスカスケード計算をすべて実行します。ここで、設計が実際に大量生産で機能するかどうかがわかります。

結果は冷静な全体像を描きます。

2.5 dB NF の制限値に対しては、利回りは 78.3% になります。つまり、製造基板の約 5 つに 1 つが、これらの部品公差でノイズ指数の仕様を上回ることになります。消費者向け製品を製造する場合、これは重大な歩留まりの問題です。出荷前に不具合を把握できていれば、再加工やスクラップにお金を浪費することになります。

感度分析ではさらに深く掘り下げて根本原因が明らかになります。LNA の NF 許容誤差 (±0.3 dB、1σ) は、カスケードされた NF 分散の 47% を占めています。ミキサーの NF 許容誤差はさらに 31% に達します。他のすべてを合わせると、残りの 22% に影響します。この定量的な内訳は金です。どこに力を注ぐべきかが正確にわかります。

回路図を変更せずに利回りを改善できる

感度の内訳は修正点を直接指しています。何も再設計する必要はありません。LNA NF の許容範囲を狭めるだけです。NF 許容誤差を 0.3 dB から 0.15 dB (1σ) に変更すると (入荷検査を厳しくするか、サプライヤーからよりグレードの高いLNAビンを指定することで完全に達成可能)、収率は 91.4% に跳ね上がります。同じ回路図、同じ基板レイアウト、新しいコンポーネントなし。

もう1つの選択肢は、公称LNAのNFを1.5dBから1.2dBにシフトする方法です。これは、同じ許容誤差を維持しながら、より高性能な部品を選択することです。これにより、歩留まりは 93.8% に押し上げられ、カスケードNFの中央値は 2.01 dB に改善されます。これで、0.49 dB という快適なマージンが得られました。2 つ目のシナリオでは LNA あたりのコストは高くなりますが、テール・リスクは大幅に軽減されます。このツールを使うと、BOM にコミットして 10,000 ユニットの発注を行う前に、約 5 分でこのトレードオフを定量化できます。

SFDR とダイナミックレンジ設計制約

カスケードIIP3は、スプリアスのないダイナミックレンジ、つまりノイズも相互変調積も支配しない入力信号パワーのウィンドウを決定します。その関係は次のとおりです。

ノイズフロアが −115 dBm (2.31 dB NF で 1 MHz 帯域幅の kTBF から計算) で、カスケード接続された IIP3 が −10.8 dBm の場合、SFDR = (2/3) (−10.8 − (−115)) = 69.5 dB となります。このツールは、これを正規化されたdB・Hz^ (2/3) 形式で表示します。これは、さまざまな帯域幅でSFDRを比較する標準的な方法です。

これが重要な理由は次のとおりです。2 つの同一チャネル干渉源がそれぞれ −45 dBm で現れた場合、その 3 次相互変調積は −10.8 + 2 (−10.8 − (−45)) = −44 dBm、つまり干渉レベルそのものになります。SFDR の計算では、入力レベルが高くなると、クロスモジュレーションの問題が発生する可能性があることがすぐにわかります。テストでは感度低下やスプリアス応答が見られましたが、その理由がわかりました。

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