FCC 테스트 전 복사 방출 예측

사전 컴플라이언스 스캐닝만으로는 충분하지 않음

Raspberry Pi 크기의 SBC에는 100MHz 프로세서 클럭, 스위칭 레귤레이터와 벌크 커패시터 사이의 2cm² 전원 루프, 호스트 인터페이스용 0.5m USB 케이블이 있습니다.설계 검토 중에 PCB 검토자가 두 가지를 모두 신고했습니다.사전 컴플라이언스 스캔을 통해 문제가 확인되었습니다. 300MHz, 500MHz 및 700MHz에서의 고조파는 3미터에서의 FCC Part 15 클래스 B 제한의 6dB 이내라는 것이었습니다.

예정된 FCC 테스트가 시작되기까지 4주가 남았습니다.새 보드를 돌리는 데는 3시간이 걸립니다.어떤 변화가 문제를 해결할지, 어떤 것이 노력을 낭비하는지 정확히 알아야 합니다.

대부분의 엔지니어가 놓치고 있는 것이 있습니다. 사전 컴플라이언스 스캔을 통해 문제가 있는지는 알 수 있지만 그 이유는 알 수 없습니다.파워 루프가 문제였나요?USB 케이블이 안테나 역할을 하나요?둘 다?기본 메커니즘을 이해하지 못하면 기본적으로 어떤 변경을 해야 할지 짐작하게 됩니다.어떤 팀에서는 모든 것을 다 던집니다. 모든 곳에 페라이트를 추가하고, 모든 루프를 조이고, 모든 엣지의 속도를 늦춥니다.효과가 있긴 하지만 비용과 시간이 많이 걸리며, 이러한 변경의 절반은 아마도 아무 소용이 없었을 것입니다.

EMI 복사 방출 추정기는 차동 모드 (DM) 루프 방사선과 공통 모드 (CM) 케이블 방사선을 모두 모델링하고, 사다리꼴 클록의 스펙트럼 엔벨로프를 적용하고, 측정 불확실성에 대해 몬테카를로를 실행하여 FCC 한도에 대한 수율 수치를 산출합니다.이 분석을 통해 신호와 노이즈를 구분할 수 있습니다.

두 가지 방사 메커니즘에 대한 이해

디지털 PCB의 복사 방출은 물리적으로 서로 다른 두 가지 메커니즘에서 비롯되며, 하나를 수정해도 다른 메커니즘에는 영향을 미치지 않습니다.테스트 하우스에서 전력 루프 라우팅을 최적화하는 데 며칠을 허비했지만 실제 원인은 I/O 케이블의 CM 전류였기 때문에 테스트에서 실패하는 것을 본 적이 있습니다.둘 다 이해해야 합니다.

디퍼런셜 모드 방사는 PCB의 폐쇄형 루프 (일반적으로 스위칭 레귤레이터 전력 루프, 디커플링 커패시터 리턴 경로 또는 리턴과 쌍을 이루는 고속 신호 트레이스) 에서 순환하는 전류에서 비롯됩니다.소형 루프 안테나라고 생각하시면 됩니다.작은 루프의 자기장은 근거리장에서는$1/r^2$같이 떨어지지만 원거리장에서는$1/r$로 전환됩니다.FCC는 주파수가 약 16MHz 이상인 경우 3m에서 원거리까지 측정하므로 우리가 신경 쓰는 범위는 바로 이것입니다.$r$거리에서 작은 DM 루프에서 나오는 전기장은 대략 다음과 같습니다.여기서$f$단위는 Hz,$I$은 암페어 단위의 루프 전류,$A$은 m² 단위의 루프 영역입니다.

주파수 제곱 항에 주목하세요.고조파에서는 작은 루프도 놀라울 정도로 잘 방사할 수 있습니다.하지만 면적에 대한 선형 의존성도 확인할 수 있습니다. 루프 면적을 반으로 줄이면 필드는 절반으로 줄일 수 있습니다.제곱이 아니라 절반에 불과합니다.6dB인데, 한도를 10dB나 초과했다는 것을 깨닫기 전까지는 꽤 큰 것처럼 들립니다.

커먼 모드 방사선은 차동 반사 없이 케이블에 같은 방향으로 흐르는 전류에서 비롯됩니다.0.5미터 케이블의 마이크로암페어 CM 전류도 케이블 길이가 λ/4에 근접하는 주파수에서는 효율적인 안테나를 만들 수 있습니다.0.5m 케이블은 150MHz 근처에서 공진하는데, 이는 100MHz 클록 고조파 범위와 거의 비슷합니다.여기가 바로 상황이 엉망인 지점입니다.

CM 방사선의 문제점은 PCB를 얼마나 조심스럽게 배선했는지 신경 쓰지 않는다는 것입니다.케이블은 안테나입니다.완벽한 접지면, 촘촘한 전력 루프, 뛰어난 신호 무결성을 확보할 수 있지만 USB 케이블에 몇 마이크로암페어의 CM 전류만 연결하면 테스트 하우스에 있는 스펙트럼 분석기에 불이 들어올 수 있습니다.

기준 분석: 문제 설계

이 설계의 실제 수치를 살펴보겠습니다.EMI 복사 방출 추정기에 다음을 입력합니다.

이 툴은 상승 시간이 1ns인 100MHz 클록의 스펙트럼 엔벨로프를 생성합니다.사다리꼴 파형의 스펙트럼 엔벨로프는$1/\pi t_r$이상에서 20dB/10년으로 롤오프되며, 1ns 상승 시간은 약 318MHz입니다.이 코너 주파수 아래에서는 홀수 고조파 (100, 300, 500, 700MHz...) 가 비교적 평탄한 엔벨로프에 속합니다.그 위에서는 고조파가 빠르게 떨어집니다.

1ns의 상승 시간은 100MHz에서 실행되는 최신 프로세서에서 흔히 볼 수 있는 것으로, 전혀 이상하지 않습니다.하지만 이는 스펙트럼 함량이 기본 스펙트럼 함량을 훨씬 넘어선다는 뜻입니다.세 번째, 다섯 번째, 일곱 번째 고조파는 모두 롤오프 코너 아래에 있기 때문에 모두 대략 전체 스펙트럼 진폭에 도달하게 됩니다.

이 도구는 기준 입력값을 사용하여 다음과 같이 보고합니다.

• 300MHz (3차 고조파) : DM 추정치 42dBµV/m, CM 추정치 48dBµV/m, FCC 클래스 B 제한 40dBµV/m. CM은 제한을 8dB 초과합니다.
• 500MHz (5차 고조파) : DM 추정치 35dBµV/m, CM 추정치 44dBµV/m, FCC 한계 47dBµV/m. CM은 3dB 미만이지만 95번째 백분위수 몬테카를로 결과는 한계를 초과합니다.
• 700MHz (7차 고조파) : 두 소스 모두 47dBµV/m에서 한계 이하로 떨어집니다.

300MHz 이상에서는 CM 케이블 전류가 가장 큰 문제입니다.이는 사전 컴플라이언스 스캔 패턴과 완벽하게 일치합니다.300MHz에서는 경계선이 아닙니다. 8dB를 초과한 셈이죠.그건 측정 불확실성이 아니라 진짜 문제입니다.

고주파에서 USB 케이블이 우세한 이유

100MHz에서 0.5m 케이블은 λ/6입니다.비효율적입니다. 괜찮습니다.300MHz에서는 λ/2, 즉 반파장 쌍극자입니다.방사 효율이 최고조에 달합니다.500MHz에서 케이블은 전파장이므로 반파장의 경우에 비해 효율이 약간 떨어지지만 5µA CM 전류만으로도 한계에 도달할 수 있습니다.

2cm²에서의 DM 루프는 무시할 수 없는 수준이지만, 필드 방정식의$f^2$의존성은 불리하게 작용합니다. 고조파가 낮을 때는 크게 영향을 미치지만 면적이 작기 때문에 한계가 있습니다.CM 안테나 역할을 하는 이 케이블은 면적 제한이 동일하지 않습니다. 즉, 쌍극자 형태로 방사하므로 주파수에 따라 훨씬 더 유리하게 스케일링됩니다.

이것이 바로 디커플링 커패시터를 추가하는 것만으로는 이 문제를 해결할 수 없는 이유입니다.전력 레일에 0.1µF 캡을 10개 더 추가하면 배기가스 배출 문제가 해결될 것이라고 생각한 팀도 있었습니다.디커플링은 로컬 충전 저장소를 제공하고 고주파 전류 경로를 강화하여 DM 루프 전류를 줄입니다.이는 DM 메커니즘에 적합합니다.하지만 USB 케이블의 CM 전류는 보드의 공통 모드 노이즈 전압과 케이블 실드 또는 접지 기준 간의 기생 결합에서 비롯됩니다.디커플링 캡은 그런 면에서 아무 소용이 없습니다.USB 회선에 CM 초크가 필요합니다.

수정 사항: 세 가지 대상 변경

이제 유용한 부분으로 넘어가겠습니다.무작위로 수정을 시도하는 대신 각 변경 사항의 기능을 정확히 모델링하고 노력할만한 가치가 있는지 확인할 수 있습니다.제안된 설계 변경 사항을 반영하도록 도구 입력을 업데이트하세요.

100,000회의 몬테카를로 시험판을 사용해 재실행하십시오.결과:

• 300MHz: DM 33 dBµV/m, CM 28 dBµV/m, 95번째 백분위수 36dBµV/m 대 40dBµV/m 제한. 4dB 마진.
• 500 MHz: DM 22 dBµV/m, CM 24 dBµV/m, 95번째 백분위수 30dBµV/m 대 47dBµV/m 제한. 17dB 마진.
• 700MHz: 두 소스 모두 한계보다 훨씬 낮습니다.

수율 (모든 고조파에서 FCC 한계보다 낮은 MC 트라이얼의 비율) 은 34% 에서 98% 로 증가합니다.이것이 바로 “아마도 실패할 것”과 “아마도 마진을 가지고 통과할 것”의 차이입니다.

여기서 몬테카를로 분석은 측정 불확실성, 케이블 위치 변동 및 테스트 설정의 통계적 특성을 고려하기 때문에 매우 중요합니다.단일점 추정치에서는 제한값보다 1dB 낮지만 95번째 백분위수는 3dB를 초과할 수 있습니다.테스트 센터에서는 중앙값 결과에 신경 쓰지 않습니다. 그들은 측정 불확실성 내에서 최악의 경우를 고려합니다.

구현 노트

**전력 루프를 2cm²에서 0.5cm²로 조인다는 것은 스위칭 레귤레이터의 벌크 입력 커패시터를 V_in 및 GND 핀에 최대한 가깝게 이동시켜 복귀 경로가 짧고 넓다는 것을 의미합니다.루프 면적을 4배 줄이면 DM 전계 강도가 16배가 아니라 4배 (선형, 12dB) 감소합니다. 필드 방정식에서 면적은 제곱이 아니라 선형으로 나타납니다.그래도 12dB는 상당하며 라우팅 시간 외에는 비용이 들지 않습니다.

실제로 이는 벌크 캡이 레귤레이터 IC 바로 옆, 이상적으로는 보드의 같은 쪽에 있어야 함을 의미합니다.저는 보통 캡에서 핀까지의 트레이스 길이가 5mm 미만인 것을 목표로 합니다.복귀 경로에는 얇은 트레이스가 아닌 그라운드 타입을 사용하십시오.복귀 경로 면적은 전방 경로만큼이나 중요합니다.일부 엔지니어는 V_in에서 캡까지의 트레이스에 집착하다가 그라운드 리턴을 전반의 절반으로 라우팅합니다.그러지 마세요.

CM 초크는 케이블 쪽이 아닌 PCB 쪽 커넥터에 가까운 USB 라인에 배치해야 합니다.100MHz에서 90Ω CM 임피던스로도 충분합니다. 일반적으로 TDK ACM2012 또는 Wurth 742792090과 같은 부품을 선택하는 것이 좋습니다.이 시나리오에서는 부품 하나를 직렬로 삽입하면 CM 전류를 14dB까지 줄일 수 있습니다.

CM 전류가 PCB 쪽으로 가는 이유는 간단합니다. 케이블에 도달하기 전에 CM 전류를 차단해야 하기 때문입니다.초크를 커넥터의 케이블 쪽에 놓으면 이미 케이블에 노이즈가 연결된 것이므로 초크는 아무 소용이 없습니다.CM 초크는 공통 모드 전류 (D+ 및 D− 모두 같은 방향으로 이동) 에는 높은 임피던스를 제공하지만 차동 모드 신호 (반대 방향으로 이동하는 D+ 및 D-) 에 대해서는 낮은 임피던스를 제공합니다.이것이 바로 여러분이 원하는 것입니다. 노이즈를 차단하고 신호를 전달하는 것입니다.

**상승 시간을 1ns에서 5ns로 늦추면 스펙트럼 롤오프 코너가 318MHz에서 64MHz로 이동합니다.이전에 스펙트럼의 평탄한 부분에 있었던 300MHz 고조파는 이제 -20dB/10년의 기울기에 머물며 약 14dB만큼 감쇠됩니다.클럭 네트의 22Ω 계열 저항은 BOM 또는 보드 영역에서 비용이 전혀 들지 않습니다.

일부 설계자들은 에지 속도가 느려지면 신호 무결성 문제가 발생할 수 있다고 생각하기 때문에 불안해합니다.100MHz 클록의 경우 5ns 상승 시간은 여전히 해당 기간의 5% 에 불과합니다. 괜찮습니다.셋업/홀드 위반이나 듀티 사이클 왜곡이 발생할 가능성은 거의 없습니다.프로세서의 입력 임계값은 일반적으로 약 1.4V이며 히스테리시스가 많이 발생하므로 에지가 약간 느리더라도 상관 없습니다.중요한 것은 300MHz에서 고조파 콘텐츠를 14dB 줄이는 것입니다.

세 가지 변경 사항 모두 PCB 재배치 및 부품 1개를 추가하여 구현할 수 있습니다.프로세서 섹션의 하드웨어 리스핀은 필요하지 않습니다.회로도를 근본적으로 변경할 필요는 없습니다. 레이아웃을 강화하고 CM 초크 하나를 추가하고 직렬 저항 하나를 삽입하기만 하면 됩니다.이미 다른 이유로 보드를 다시 돌리고 있다면 이러한 변경은 기본적으로 무료입니다.생산 시간을 절약하기 위해 재작업을 하는 경우 CM 초크와 직렬 저항기를 약 10분 만에 손으로 납땜할 수 있습니다.

EMI 복사 방출 추정기