How do you calculate MOSFET conduction losses in an H-bridge motor driver?

Conduction loss is calculated as P_cond = I_RMS² × R_DS(on) × D, where I_RMS is the RMS current, R_DS(on) is the on-resistance, and D is the duty cycle. Always use the R_DS(on) value at operating temperature (typically 1.5-2× higher than the 25°C datasheet value) rather than room temperature specs.

Why does MOSFET R_DS(on) increase with temperature?

R_DS(on) increases with temperature due to the physics of semiconductor materials, typically rising 1.5× to 2× from 25°C to 100°C depending on FET technology. This temperature coefficient must be accounted for in thermal design, as using only the room-temperature datasheet value will significantly underestimate conduction losses in real operating conditions.

What causes switching losses in MOSFET H-bridge circuits?

Switching losses occur during the transition period when the MOSFET is neither fully on nor fully off, with both high voltage and high current present simultaneously. The energy lost per transition is approximately E_sw = ½ × V_supply × I_motor × (t_rise + t_fall), and total switching loss scales with PWM switching frequency.

What are the two main types of power losses in motor driver MOSFETs?

The two main loss types are conduction losses (resistive heating from R_DS(on) when the FET is on) and switching losses (energy wasted during on/off transitions). Conduction losses scale with duty cycle and current squared, while switching losses scale with switching frequency and are independent of duty cycle.

Motor Control2026년 3월 18일6분 읽기

H-브리지 모터 드라이버의 MOSFET 손실 계산

MOSFET H-브리지 모터 드라이버의 전도 및 스위칭 손실을 계산하는 방법을 알아보십시오.전력 손실 계산기를 사용한 실제 수치를 예로 들어 보겠습니다.

모터 드라이버 손실이 중요한 이유

MOSFET을 선택하고 H-브리지를 만들었으니 이제 모터가 회전합니다.괜찮아 보이죠?그렇게 빠르진 않아요.벤치에서 작동하는 모터 드라이버와 실제 조건에서 작동하는 모터 드라이버의 차이는 대개 열 설계에 달려 있습니다. 이는 각 FET가 얼마나 많은 전력을 소모하는지 정확히 파악하는 것에서 시작됩니다.

모터 드라이버 손실은 크게 두 가지로 나눌 수 있습니다. 하나는 두 가지입니다. 하나는 전도 손실 (FET가 켜져 있을 때의 저항 가열) 이고 다른 하나는 스위칭 손실** (각 켜기/끄기 전환 시 낭비되는 에너지) 입니다.이 수치를 잘못 이해하면 히트싱크를 과도하게 엔지니어링하여 귀중한 보드 공간을 낭비하거나 사양이 미달되어 최악의 순간에 FET의 열 스로틀을 보게 될 수 있습니다.대부분의 엔지니어는 세부 손실 계산을 초반에는 건너뛰고 나중에 데모 전 오전 3시에 열 폭주 문제를 디버깅할 때 후회합니다.

여기서는 계산을 세분화하고 브러시드 DC 모터 애플리케이션에서 볼 수 있는 실제 수치를 포함한 실제 예제를 살펴보고 모터 드라이버 전력 손실 계산기를 사용하여 빠르게 답을 얻는 방법을 보여 드리겠습니다.

전도 손실: 정상 상태 세금

MOSFET이 완전히 켜지면 $R_{DS(on)}$ 특성이 있는 작은 저항기처럼 작동합니다.이것이 온 저항으로 작지만 (현대의 전력 FET에서는 몇 밀리옴에 불과한 경우가 많음), 결코 0이 아닙니다.PWM 구동 H-브리지에서는 FET가 100% 작동하는 것이 아니라 듀티 사이클 $D$ 에 정의된 시간 동안 작동합니다.FET를 통과하는 RMS 전류는 전도 손실을 결정합니다.

P_{cond} = I_{RMS}^2 \times R_{DS(on)} \times D

사람들을 계속 흥분시키는 요인이 있습니다.

R_{DS(on)}

체온이 올라갈수록 더 심해집니다.데이터시트에서 그렇게 낮은 값이 나왔나요?온도는 25°C입니다. 100°C에서는 FET 기술에 따라 1.5배에서 2배 더 높아질 것으로 예상됩니다.항상 실내 온도 사양이 아닌 “고온” 저항을 고려하여 설계하십시오.종이에서는 25°C에서는 멋지게 보이지만 작동 온도에 도달하면 실내 난방기로 바뀌는 디자인을 너무 많이 본 적이 있습니다.

듀티 사이클 용어는 생각해 보면 이해가 됩니다. 50% 듀티 사이클에서만 모터를 구동할 경우 하이사이드 FET의 평균 전도 시간은 절반에 불과합니다.듀티 사이클이 낮다는 것은 평균 전도 손실이 적다는 것을 의미합니다.그렇기 때문에 전도 손실은 모터 구동 강도에 따라 직접 조정됩니다.

스위칭 손실: 속도세

MOSFET이 꺼진 상태에서 켜진 상태로 (또는 뒤로) 전환될 때마다 전압과 전류가 모두 높은 순간이 발생합니다.이 전환 중에 FET는 완전히 켜지지도 완전히 꺼지지도 않은 선형 영역에 있습니다.전환당 손실되는 에너지는 대략 다음과 같습니다.

E_{sw} = \frac{1}{2} \times V_{supply} \times I_{motor} \times (t_{rise} + t_{fall})

문제는 상승 및 하강 시간이 게이트 구동 회로, PCB 레이아웃 및 정확하게 파악하기 어려운 기타 여러 변수에 따라 달라진다는 것입니다.실제 추정에서는 대신 게이트 전하

Q_g

을 직접 사용합니다.이 계산기는 단순하지만 효과적인 모델을 사용합니다.

P_{sw} = \frac{1}{2} \times V_{supply} \times I_{motor} \times Q_g \times f_{sw}

이 공식은 핵심 정보를 담고 있습니다. 스위칭 손실은 스위칭 주파수에 따라 선형적으로 조정됩니다.스위칭 주파수를 높여 가청 잡음을 없애거나 출력 리플을 줄이시겠습니까?단, 열 손실이 실제로 발생한다는 점을 기억하세요.주파수를 두 배로 늘리면 스위칭 손실은 두 배로 늘어납니다.공짜 점심은 없어요.

게이트 충전 $Q_g$ 은 기본적으로 FET를 전환하기 위해 게이트 커패시턴스로 펌핑해야 하는 전하량을 측정한 것입니다.게이트 전하가 낮을수록 스위칭 속도가 빨라지고 손실이 줄어듭니다.이것이 바로 현대 FET가 스위칭 효율의 직접적인 지표인 낮은 $Q_g$ 값을 광고하는 이유입니다.

실제 사례: 24V, 10A 브러시드 DC 모터 드라이버

일반적인 시나리오의 손실을 분석해 보겠습니다. 로봇 공학 또는 산업 애플리케이션에서 중출력 브러시드 DC 모터를 구동할 때 발생할 수 있는 상황입니다.

파라미터	값
모터 전류 (RMS)	10A
공급 전압	24V
$R_{DS(on)}$ (100°C에서)	8mΩ
PWM 듀티 사이클	75%
스위칭 주파수	20킬로헤르츠
게이트 차지 $Q_g$	50 nC

참고로 여기서는 핫

R_{DS(on)}

값 (100°C에서 8밀리옴) 을 사용하고 있습니다. 데이터시트에는 25°C에서 5mΩ 정도가 표시될 수 있지만 작동 조건에 대해서는 현실적입니다. FET당 전도 손실:

P_{cond} = (10)^2 \times 0.008 \times 0.75 = 0.6 \text{ W}

100제곱에 8밀리옴에 0.75듀티 사이클을 곱한 값입니다.반 와트는 별로 들리지 않지만 풀 H-브리지에 4개의 FET가 있다는 것을 기억하세요. 전체 H-브리지에 4개의 FET가 있다는 것을 기억하세요. 모든 것이 빠르게 합산됩니다. FET당 스위칭 손실:

P_{sw} = \frac{1}{2} \times 24 \times 10 \times 50 \times 10^{-9} \times 20000 = 0.12 \text{ W}

20kHz 스위칭 주파수에서 스위칭 손실은 전도 손실에 비해 상대적으로 적습니다.하지만 나중에 이 주파수를 변경하면 어떤 일이 벌어지는지 보세요.

FET당 총 손실:

P_{total} = 0.6 + 0.12 = 0.72 \text{ W}

총 브리지 손실 (4FET) :

P_{bridge} = 4 \times 0.72 = 2.88 \text{ W}

따라서 브리지 전체에서 소비되는 전력이 3와트 미만인 셈이죠.일반적인 H-브리지에는 하이사이드 FET 2개와 로우사이드 FET 2개가 있으며, 언제든지 하이사이드 FET 1개와 로우사이드 FET 1개가 전도됩니다 (모터 방향에 따라 다름). 예상 드라이버 효율:

24V 및 10A 사용 시 75% 듀티 사이클에서의 모터 출력은 약 180W입니다 (모터 역전력 및 저항 손실이 나머지를 소모한다고 가정).따라서:

\eta = \frac{P_{motor}}{P_{motor} + P_{bridge}} = \frac{180}{180 + 2.88} \approx 98.4\%

나쁘지 않아요.하지만 PWM 노이즈를 가청 범위 밖으로 밀어내기 위해 스위칭 주파수를 80kHz로 4배로 늘리면 어떤 일이 벌어지는지 알 수 있습니다. 스위칭 손실은 FET당 0.48W로 급증하고 총 브리지 손실은 약 4.3W로 증가하며 모터 성능상의 이점은 전혀 없습니다.효율은 약 97.7% 로 떨어집니다.이렇게 늘어난 와트 반은 별 것 아닌 것처럼 들릴 수도 있지만, 열 제약이 있는 인클로저에서는 안정적인 작동과 과열 시 전원 차단이 좌우됩니다.

설계상 시사점

실제 설계에서 실제로 중요한 역할을 하는 빠르고 실용적인 요점:

낮은 스위칭 주파수에서는 전도 손실이 지배적입니다. 10—20kHz 실행 중이신가요?낮은

R_{DS(on)}

FET에 초점을 맞추십시오.온 저항이 절반인 FET에 추가 비용을 지출하면 열 관리 비용을 훨씬 더 많이 절약할 수 있습니다.이 예에서는 전도 손실이 스위칭 손실보다 5배 더 높았습니다. 고주파에서는 스위칭 손실이 이어집니다. 50kHz 이상에서는 게이트 전하

Q_g

이 중요한 파라미터가 됩니다.

R_{DS(on)}

요금이 세계에서 가장 낮을 수 있지만 게이트 전하가 높으면 전환할 때마다 와트가 소모됩니다.여기서 멋진 GaN FET가 빛을 발하기 시작합니다. 게이트 전하가 낮아 고주파 작동이 실용적입니다. 듀티 사이클은 스위칭이 아니라 전도에 영향을 미칩니다. 스위칭 손실은 주파수와 부하 전류, 주기에 따라 달라집니다.듀티 사이클을 25% 로 실행하든 75% 를 실행하든 여전히 동일한 속도로 전환하므로 스위칭 손실은 일정하게 유지됩니다.하지만 각 사이클에서 FET가 더 오래 켜져 있기 때문에 전도 손실은 듀티 사이클에 따라 커집니다. 열 경감은 필수입니다. 이 예에서는 FET당 0.72W로 이론상으로는 관리 가능하지만 제한된 공간에서는 부족합니다.구리를 최소한으로 사용하는 SOT-23 패키지를 사용하는 경우 문제가 발생할 수 있습니다.패드가 노출되어 있고 구리가 잘 주입되는 SO-8?훨씬 더 합리적입니다.특정 패키지 및 PCB 레이아웃에 대해 접합부에서 주변까지의 열 저항을 항상 확인하십시오.

숫자가 불편할 때

브리지 손실로 인해 접합 온도가 안전 한계 이상으로 올라가고 대부분의 MOSFET이 접합 온도가 125°C 이상으로 떨어지기 시작하면 다음과 같은 네 가지 조치를 취할 수 있습니다.

낮은 $R_{DS(on)}$ — 실리콘 면적이 더 큰 FET를 선택하거나 여러 FET를 병렬로 병렬로 사용하십시오.병렬 처리의 FET 2개는 전도 손실을 절반으로 줄였지만 스위칭 손실과 보드 면적은 두 배로 늘어났습니다.때로는 이러한 거래가 합리적일 수 있습니다. 낮은 $Q_g$ — 게이트 충전량이 낮고 스위칭 속도가 빠른 FET로 전환하십시오.현대식 초접합 MOSFET과 GaN 디바이스는 이 분야에서 탁월한 성능을 발휘합니다.단점은 종종 더 비싸고 게이트 드라이브 설계가 더 까다로울 수 있다는 것입니다. 낮은 $f_{sw}$ — 스위칭 주파수를 낮추십시오.모터에 더 많은 리플 전류가 흐르거나 가청 소음이 더 많이 들지만 열 문제는 사라지는 경우가 많습니다.40kHz에서 20kHz로 전환하면 스위칭 손실을 절반으로 줄일 수 있습니다. 더 나은 열 경로 — 노출형 패드 패키지를 사용하거나, 두꺼운 구리 평면으로 연결하거나, 방열판을 추가하거나, 공기 흐름을 개선하십시오.때로는 다른 FET가 아니라 기계 설계가 더 낫다는 것이 정답일 때도 있습니다.몇 제곱인치의 2온스 구리는 놀라운 효과를 낼 수 있습니다.

직접 해보기

실제 파라미터를 모터 드라이버 전력 손실 계산기에 연결하세요.레이아웃을 설정하기 전에 FET 선택 항목을 온전하게 검사할 수 있는 가장 빠른 방법입니다.열 예산이 적당할 때까지 스위칭 주파수, FET 선택 및 듀티 사이클을 반복하세요.계산기를 통해 손실이 정확히 어디서 발생하는지 알 수 있어 정보에 입각하여 절충할 수 있습니다.프로토타입을 처음 실행한 후 재설계가 필요하다는 것을 발견하는 것보다 훨씬 낫습니다.

H-브리지 모터 드라이버의 MOSFET 손실 계산

모터 드라이버 손실이 중요한 이유

전도 손실: 정상 상태 세금

스위칭 손실: 속도세

실제 사례: 24V, 10A 브러시드 DC 모터 드라이버

설계상 시사점

숫자가 불편할 때

직접 해보기

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