Berechnung von MOSFET-Verlusten in H-Brücken-Motortreibern

Warum Verluste an Motorfahrern wichtig sind

Sie haben Ihre MOSFETs ausgewählt, die H-Brücke gezogen und jetzt dreht sich der Motor. Sieht gut aus, oder? Nicht so schnell. Der Unterschied zwischen einem Motortreiber, der auf Ihrem Prüfstand funktioniert, und einem, der unter realen Bedingungen funktioniert, hängt oft vom thermischen Design ab — und das beginnt damit, dass Sie genau wissen, wie viel Strom jeder FET verbraucht.

Die Verluste am Motortreiber lassen sich in zwei Hauptkategorien einteilen: Leitungsverluste (Widerstandserwärmung bei eingeschaltetem FET) und Schaltverluste (Energie, die bei jedem Ein- und Ausschalten verschwendet wird). Wenn Sie diese Zahlen falsch verstehen, überdimensionieren Sie entweder Ihren Kühlkörper und verschwenden wertvollen Platz auf der Platine, oder Sie unterbieten die Spezifikationen und sehen zu, wie Ihre FETs im schlimmsten Moment thermisch drosseln. Die meisten Techniker überspringen die detaillierten Verlustberechnungen zu Beginn und bereuen es später, wenn sie um 3 Uhr morgens vor einer Demo Probleme mit dem Auslaufen der Temperatur beheben.

Wir werden die Mathematik aufschlüsseln, ein reales Beispiel mit tatsächlichen Zahlen durchgehen, die Sie möglicherweise in einer Anwendung mit Bürstengleichstrommotoren sehen, und Ihnen zeigen, wie Sie mit unserem Rechner Motor Driver Power Dissipation schnell Antworten erhalten.

Leitungsverlust: Die Steady-State-Steuer

Wenn ein MOSFET vollständig eingeschaltet ist, verhält er sich wie ein winziger Widerstand — gekennzeichnet durch seinen$R_{DS(on)}$. Das ist der Einschaltwiderstand, und obwohl er klein ist (bei modernen Leistungs-FETs oft nur ein paar Milliohm), ist er niemals Null. Bei einer PWM-gesteuerten H-Brücke ist der FET nicht zu 100% eingeschaltet, sondern nur für einen Bruchteil, der durch den Arbeitszyklus$D$definiert ist. Der Effektivstrom, der durch den FET fließt, bestimmt seinen Leitungsverlust:

§0 §

Hier ist etwas, das die Leute ständig zum Staunen bringt:$R_{DS(on)}$wird mit der Temperatur schlimmer. Dieser nette niedrige Wert im Datenblatt? Das ist bei 25 °C. Bei 100 °C ist davon auszugehen, dass der Wert je nach FET-Technologie 1,5- bis 2-mal höher ist. Achten Sie bei der Konstruktion immer auf den „heißen“ Widerstand, nicht auf die angegebene Raumtemperatur. Ich habe zu viele Designs gesehen, die auf dem Papier bei 25 °C toll aussahen, sich aber in Raumheizungen verwandelten, sobald sie die Betriebstemperatur erreicht haben.

Der Begriff Einschaltdauer macht Sinn, wenn man darüber nachdenkt — wenn Sie den Motor nur bei einer Einschaltdauer von 50% antreiben, leitet der High-Side-FET im Durchschnitt nur die Hälfte der Zeit. Ein niedrigerer Arbeitszyklus bedeutet einen geringeren durchschnittlichen Leitungsverlust. Aus diesem Grund skalieren die Leitungsverluste direkt davon, wie stark Sie den Motor antreiben.

Schaltverlust: Die Geschwindigkeitssteuer

Jeder MOSFET-Übergang von Aus auf Ein (oder Zurück) erfordert einen kurzen Moment, in dem sowohl Spannung als auch Strom hoch sind. Während dieses Übergangs befindet sich der FET in seinem linearen Bereich — weder vollständig an noch vollständig ausgeschaltet. Der Energieverlust pro Übergang beläuft sich auf ungefähr:

Das Problem ist, dass die Auf- und Abstiegszeiten von Ihrem Gate-Drive-Schaltkreis, dem PCB-Layout und einer Reihe anderer Variablen abhängen, die sich nur schwer präzise bestimmen lassen. Bei einer praktischen Schätzung wird stattdessen direkt die Gate-Charge$Q_g$verwendet. Unser Rechner verwendet ein vereinfachtes, aber effektives Modell:Diese Formel fasst die wichtigste Erkenntnis zusammen: Der Schaltverlust skaliert linear mit der Schaltfrequenz. Die Schaltfrequenz erhöhen, um hörbare Geräusche zu unterdrücken oder die Ausgangswelligkeit zu reduzieren? Denken Sie daran, dass dies mit einem echten thermischen Nachteil verbunden ist. Doppelte Frequenz, doppelte Schaltverluste. Es gibt kein kostenloses Mittagessen.

Die Gate-Ladung$Q_g$ist im Grunde ein Maß dafür, wie viel Ladung Sie in die Gate-Kapazität pumpen müssen, um den FET zu schalten. Eine niedrigere Gate-Ladung bedeutet schnelleres Schalten und geringere Verluste. Aus diesem Grund werben moderne FETs mit ihren niedrigen$Q_g$-Werten — das ist ein direkter Indikator für die Schalteffizienz.

Funktionierendes Beispiel: Gebürsteter Gleichstrommotortreiber mit 24 V und 10 A

Lassen Sie uns die Verluste für ein typisches Szenario aufschlüsseln — etwas, auf das Sie beim Antrieb eines bürstenbehafteten Gleichstrommotors mit mittlerer Leistung in einer Robotik- oder Industrieanwendung stoßen könnten:

Beachten Sie, dass wir hier den heißen$R_{DS(on)}$-Wert verwenden — 8 Milliohm bei 100 °C. Das Datenblatt zeigt wahrscheinlich etwa 5 mΩ bei 25 °C an, aber wir sind realistisch, was die Betriebsbedingungen angeht. Leitungsverlust pro FET: Das sind 100 Quadrate mal 8 Milliohm mal 0,75 Einschaltdauer. Ein halbes Watt klingt nicht nach viel, aber denken Sie daran, wir haben vier FETs in einer vollen H-Brücke, und die Dinge summieren sich schnell. Schaltverlust pro FET:

§4 §

Bei einer Schaltfrequenz von 20 kHz sind die Schaltverluste im Vergleich zu den Leitungsverlusten relativ gering. Aber beobachten Sie, was passiert, wenn wir diese Frequenz später ändern.

Gesamtverlust pro FET: Totaler Brückenverlust (4 FETs) :Wir leiten also knapp 3 Watt über die gesamte Brücke ab. In einer typischen H-Brücke gibt es zwei High-Side-FETs und zwei Low-Side-FETs, und zu jedem Zeitpunkt leiten ein High-Side- und ein Low-Side-FET (abhängig von der Motorrichtung). Geschätzte Effizienz des Fahrers:

Die Motorleistung bei 75% Einschaltdauer bei 24 V und 10 A beträgt ungefähr 180 W (vorausgesetzt, die Gegen-EMK des Motors und die Widerstandsverluste verbrauchen den Rest). Also:

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Nicht schlecht. Beachten Sie jedoch, was passiert, wenn Sie die Schaltfrequenz auf 80 kHz vervierfachen, um das PWM-Geräusch aus dem hörbaren Bereich zu verdrängen: Die Schaltverluste steigen auf 0,48 W pro FET, der gesamte Brückenverlust steigt auf etwa 4,3 W, und Sie haben Wärme hinzugefügt, ohne dass sich die Motorleistung verbessert. Der Wirkungsgrad sinkt auf etwa 97,7%. Diese zusätzlichen anderthalb Watt klingen vielleicht nicht nach viel, aber in einem thermisch begrenzten Gehäuse macht das den Unterschied zwischen zuverlässigem Betrieb und thermischer Abschaltung aus.

Implikationen für das Design

Schnelle praktische Erkenntnisse, die bei echten Designs wirklich wichtig sind:

Bei niedrigen Schaltfrequenzen dominiert der Leitungsverlust. Laufen Sie 10—20 kHz? Konzentrieren Sie sich auf niedrige$R_{DS(on)}$FETs. Wenn Sie einen zusätzlichen Dollar für einen FET mit halbem Einschaltwiderstand ausgeben, sparen Sie deutlich mehr Kosten für das Wärmemanagement. In unserem Beispiel waren die Leitungsverluste fünfmal höher als die Schaltverluste. Bei hohen Frequenzen nimmt der Schaltverlust zu. Oberhalb von 50 kHz wird die Gate-Ladung$Q_g$zum kritischen Parameter. Sie können den niedrigsten$R_{DS(on)}$der Welt haben, aber wenn Ihre Gate-Ladung hoch ist, verbrauchen Sie bei jedem Umschalten Watt. Hier beginnen die schicken GaN-FETs zu glänzen — ihre niedrige Gate-Ladung macht den Hochfrequenzbetrieb praktisch. Der Arbeitszyklus wirkt sich auf die Leitung aus, nicht auf das Schalten. Die Schaltverluste hängen von der Frequenz und dem Laststrom sowie der Periodendauer ab. Unabhängig davon, ob Sie eine Einschaltdauer von 25 oder 75% haben, schalten Sie immer mit der gleichen Geschwindigkeit, sodass die Schaltverluste konstant bleiben. Die Leitungsverluste skalieren jedoch mit dem Arbeitszyklus, da der FET für einen längeren Teil jedes Zyklus eingeschaltet ist. Thermische Leistungsreduzierung ist obligatorisch. Unser Beispiel zeigt 0,72 W pro FET — theoretisch überschaubar, bei beengten Platzverhältnissen jedoch knapp bemessen. Wenn Sie ein SOT-23-Paket mit minimalem Kupferverbrauch verwenden, werden Sie Probleme haben. Ein SO-8 mit freiliegendem Pad und ordentlichem Kupferguss? Viel vernünftiger. Überprüfen Sie immer den Wärmewiderstand von der Verbindungsstelle zur Umgebung für Ihr spezielles Gehäuse und Ihr PCB-Layout.

Wenn die Zahlen ungemütlich werden

Wenn die Sperrschichttemperatur aufgrund von Brückenverlusten die Grenzwerte überschreitet (und die meisten MOSFETs ab einer Sperrschichttemperatur von 125 °C unzufrieden werden), haben Sie vier Möglichkeiten:

Niedrigerer$R_{DS(on)}$ — Wählen Sie einen größeren FET mit einer größeren Siliziumfläche oder parallelen Sie mehrere FETs. Zwei parallele FETs halbieren die Leitungsverluste, obwohl Sie Ihre Schaltverluste und die Platinenfläche verdoppelt haben. Manchmal ist dieser Handel sinnvoll. Niedrigerer$Q_g$ — Wechseln Sie zu einem schneller schaltenden FET mit niedrigerer Gate-Ladung. Moderne Superjunction-MOSFETs und GaN-Bauelemente zeichnen sich hier aus. Der Nachteil ist, dass sie oft teurer sind und beim Design des Gate-Drives schwieriger sein können. Senken Sie den$f_{sw}$ — Senken Sie die Schaltfrequenz. Du akzeptierst einen höheren Rippelstrom im Motor oder mehr hörbare Geräusche, aber thermische Probleme verschwinden oft. Durch die Umstellung von 40 kHz auf 20 kHz werden die Schaltverluste halbiert. Besserer Wärmepfad — Verwenden Sie ein freiliegendes Pad-Gehäuse, verwenden Sie dickere Kupferflächen, fügen Sie einen Kühlkörper hinzu oder verbessern Sie die Luftzirkulation. Manchmal ist die Antwort nicht ein anderer FET, sondern ein besseres mechanisches Design. Ein paar Quadratzoll 2-Unzen-Kupfer können Wunder bewirken.

Versuch es selbst

Geben Sie Ihre tatsächlichen Parameter in den Rechner Motor Driver Power Dissipation ein. Dies ist der schnellste Weg, Ihre FET-Auswahl auf Herz und Nieren zu überprüfen, bevor Sie sich für ein Layout entscheiden. Wiederholen Sie die Schaltfrequenz, die FET-Auswahl und den Arbeitszyklus, bis Ihr Wärmebudget sinnvoll ist. Der Rechner zeigt Ihnen genau, woher Ihre Verluste kommen, und hilft Ihnen dabei, fundierte Kompromisse einzugehen. Viel besser, als zu entdecken, dass Sie nach dem ersten Prototypenlauf ein Redesign benötigen.