Skip to content
RFrftools.io
Power

Flyback Converter-Rechner

Berechnen Sie das Windungsverhältnis des Flyback-Konverters, die primären und sekundären Spitzenströme und die Leistungspegel für das Design eines isolierten DC/DC-Wandlers.

Loading calculator...

Formel

N=Vin⋅DVout(1−D),Ip,peak=2IinDN = \frac{V_{in} \cdot D}{V_{out}(1-D)},\quad I_{p,peak} = \frac{2 I_{in}}{D}

Referenz: Unitrode Power Supply Design Seminar SEM600

N— Drehungsverhältnis Np/Ns
D— Arbeitszyklus
Vin— Eingangsspannung (V)
Vout— Ausgangsspannung (V)

Wie es funktioniert

Der Flyback-Konverter-Rechner berechnet das Windungsverhältnis, die Spitzenströme und die magnetisierende Induktivität für die isolierte DC-DC-Umwandlung — unverzichtbar für AC-DC-Adapter, PoE-Systeme und Stromversorgungen mit mehreren Ausgängen. Leistungselektroniker, Konstrukteure von Ladegeräten und Entwickler von Industrieanlagen verwenden dieses Tool, um eine galvanische Trennung zu erreichen und gleichzeitig einen Wirkungsgrad von 85-92% aufrechtzuerhalten. Laut der Studie „Fundamentals of Power Electronics“ von Erickson & Maksimovic dominieren Sperrwandler den Markt für isolierte Stromversorgungen mit <75 W aufgrund ihrer einzigen magnetischen Komponente und der geringen Anzahl an Teilen. Der gekoppelte Induktor speichert während des Einschaltens Energie (Epri = ½Lm×Ipk²) und überträgt sie während der Ausschaltzeit an die Sekundärspule. Das Windungsverhältnis N = Vin×D/((Vout+Vf) × (1-D)) bestimmt die Spannungsumwandlung, während der Grenzleitmodus (BCM) bei einem Tastverhältnis von 50% die Leistungsübertragungsfähigkeit maximiert. Der TI-Anwendungshinweis SLVA057 spezifiziert die magnetisierende Induktivität Lm = Vin×D/ (FSW×Δil) für den kontinuierlichen Leitungsmodus. Kritischer Konstruktionsparameter: Die Streuinduktivität (typischerweise 1—3% von Lm) verursacht Spannungsspitzen am Primärschalter von über 2 × Vin, weshalb RCD-Snubber- oder aktive Klemmenschaltungen gemäß Power Integrations AN-19 erforderlich sind.

Bearbeitetes Beispiel

Entwerfen Sie einen isolierten Sperrwandler von 12 V bis 5 V/2 A für die industrielle Sensorschnittstelle. Anforderungen: 3,75 kV-Isolierung, Mindestwirkungsgrad von 88%, Schaltfrequenz <100 kHz. Schritt 1: Windungsverhältnis berechnen — Bei D = 0,4, Vf = 0,5 V (Schottky): N = 12×0,4/((5+0,5) ×0,6) = 1,45 Verwenden Sie N = 1,5 für das Standardwicklungsverhältnis. Schritt 2: Berechnen Sie den primären Spitzenstrom — Pout = 10 W, ω = 0,88. Pin = 11,4 W. Bei D = 0,4, Ipk = 2×Pin/ (Vin×D) = 2×11,4/ (12×0,4) = 4,75 A. Schritt 3: Wählen Sie die magnetisierende Induktivität — Für eine 30-prozentige Welligkeit in CCM bei 100 kHz: Lm = 12×0,4/ (100k×0,3×4,75) = 33,7 µH. Verwenden Sie 33 µH. Schritt 4: Ausgangskonzentrator berechnen — Für eine Welligkeit von 50 mV gilt: Cout = 2×0,4/ (100k×0,05) = 160 µF. Verwenden Sie 2×100 µF Elektrolyte mit niedrigem ESR-Wert. Schritt 5: Snubber-Design — Streuinduktivität ≈ 1 µH (3% von Lm). Spitzenspannung ohne Dämpfer: Vin + N× (Vout+Vf) + LLEAK×DI/dt = 12 + 8,25 + 1µ×4,75A/100ns = 67,5 V. Verwenden Sie einen 100-V-MOSFET mit RCD-Snubber (R=10K, C=1nF, D=UF4007).

Praktische Tipps

  • ✓Verwenden Sie gemäß Fairchild AN-4137 quasiresonantes (QR) -Switching, um Valley-Switching zu erreichen, wodurch die Einschaltverluste um 50% und die EMI um 10 dB im Vergleich zu Festfrequenz-PWM reduziert werden
  • ✓Entwerfen Sie den RCD-Snubber so, dass er Spannungsspitzen bei 80% der MOSFET-Vds (max.) abfängt — für 100-V-MOSFET bei 80 V klemmen; Verlustleistung = ½×LLECK×IPK²×FSW = ½×1µH×25×100K = 1,25 W
  • ✓Verwenden Sie Planartransformatoren für Leistungsdichten >10 W/cm³ — Leiterplattenintegrierte Wicklungen erreichen eine Streuinduktivität von 1% gegenüber 3-5% bei Spulentransformatoren

Häufige Fehler

  • ✗Ignoriert man die Streuinduktivität des Transformators — 2% Leckage (1 µH) bei einer Abschaltung von 5 A in 50 ns erzeugen eine 100-V-Spitze; ohne Dämpfer werden 60-V-MOSFETs innerhalb von Mikrosekunden zerstört
  • ✗Unterdimensionierung des Transformatorkerns — Flyback-Transformatoren dürfen bei Spitzenstrom nicht gesättigt werden; EE16-Kerne verarbeiten nur 15 bis 20 W bei 100 kHz; verwenden Sie RM8 oder EE25 für 50-W-Designs
  • ✗Verwendung von Standarddioden für die Sekundärgleichrichtung — PN-Dioden weisen eine Rückwärtserholung von 100 ns auf, was zu einem Wirkungsgradverlust von 5-8% führt; Schottky-Dioden (SS34, 40 V/3 A) sind unverzichtbar für <24-V-Ausgänge

Häufig gestellte Fragen

Gemäß dem Leitfaden „Designing Flyback Converters“ von TI bietet Flyback: (1) galvanische Trennung mit einer einzelnen magnetischen Komponente im Vergleich zu 2-3 bei Vorwärts-/Brückentopologien, (2) inhärente Mehrfachausgangsfähigkeit mit einem einzigen Transformator, (3) Kompatibilität mit breitem Eingangsbereich (85-265 VAC), (4) niedrige Komponentenkosten bei <75 W. Nachteile: höhere Ausgangswelligkeit (5-10% gegenüber 1-2% bei Vorwärtsrichtung), begrenzt auf 150-200 W aufgrund der diskontinuierlichen Sekundärspannung aktuell.
Laut Unitrode (jetzt TI) Designseminar: Flyback speichert Energie im Luftspalt des Transformators während der Einschaltdauer und überträgt sie während der Ruhezeit — keine Ausgangsinduktivität erforderlich, aber diskontinuierlicher Ausgangsstrom verursacht eine höhere Welligkeit. Der Vorwärtswandler überträgt Energie kontinuierlich — dazu sind eine Ausgangsinduktivität und ein Rückstellmechanismus des Transformators erforderlich (dritte Wicklung oder aktive Klemme). Für eine geringere Restwelligkeit wird ein Vorwärtsgang über 100 W bevorzugt, aus Gründen der Einfachheit und der Kosten wird Flyback unter 75 W bevorzugt.
Gemäß der Konstruktionsanleitung von Power Integrations: 65-132 kHz für universellen AC-Eingang (Vermeidung des AM-Funkbandes), 200-400 kHz für DC-DC-Anwendungen, bei denen die EMI-Filterung einfacher ist. Eine höhere Frequenz ermöglicht kleinere Magnetfelder (Kerngröße ∝ 1/fsw^0,5), erhöht jedoch die Schaltverluste. Bei quasiresonanten Designs variiert die Frequenz je nach Belastung, typischerweise 30-130 kHz.
Eine Sättigung tritt auf, wenn die magnetische Flussdichte B = Lm×Ipk/ (N×Ae) den Grenzwert für das Kernmaterial überschreitet (typischerweise 300-400 mT für Ferrit). Lösungen: Anzahl der Windungen erhöhen (N), größere Kernfläche (Ae) wählen, Luftspalt hinzufügen (reduziert die effektive Permeabilität, erhöht den Sättigungsabstand). Gemäß der Ferroxcube-Konstruktionsanleitung ermöglicht ein 0,5 mm großer Luftspalt im E25-Kern einen 3-fach höheren Gleichstrom vor der Sättigung.
Gemäß den CISPR 32-Richtlinien der Klasse B: (1) Y-Kondensatoren (4,7 nF/250 VAC) zwischen Primär- und Sekundärmasse zur Gleichtaktfilterung verwenden, (2) Pi-Filter am AC-Eingang hinzufügen (2 × 4,7 µF + 1 mH Gleichtaktdrossel), (3) Frequenzmodulation (± 5%) implementieren, um Spitzenemissionen um 10 dB zu reduzieren, (4) Transformator mit Kupferfolie zwischen Primär- und Sekundärwicklung abschirmen.

Shop Components

As an Amazon Associate we earn from qualifying purchases.

DC-DC Buck Converter Modules

Adjustable step-down converter modules for bench and prototype use

Amazon →

LDO Voltage Regulator Kit

Assorted low-dropout linear regulators for prototyping

Amazon →

Electrolytic Capacitor Kit

Aluminum electrolytic capacitor kit for power supply filtering

Amazon →

Power Inductor Kit

Assorted shielded power inductors for switching supply designs

Amazon →

Verwandte Taschenrechner

Power

Umdrehungsverhältnis des Transformators

Berechnen Sie das Umdrehungsverhältnis des Transformators, den Sekundärstrom, die Scheinleistung und die abgegebene Wirkleistung. Berücksichtigt den Wirkungsgrad von Transformatoren.

Power

Buck-Konverter

Entwerfen Sie einen synchronen Abwärtswandler (Abwärtswandler): Berechnung des Tastverhältnisses, des Induktorwerts, des Ausgangskondensators, des Eingangskondensators und des theoretischen Wirkungsgrads.

Power

MOSFET-Leistungsverlust

Berechnen Sie den MOSFET-Leitungsverlust, den Schaltverlust, die Gesamtleistungsableitung, die Sperrschichttemperatur und den Wirkungsgrad für das Design von Leistungselektronik

Power

Spannungsteiler

Berechnen Sie die Ausgangsspannung, den Strom, die Thévenin-Impedanz und die Verlustleistung des Spannungsteilers aus Vin, R1 und R2. Ideal für Bias-Netzwerke und Level-Shifting.