変調指数が最初に確認すべき理由
AMトランスミッター（放送局、航空通信ラジオ、シンプルなRFIDリーダーなど）で作業している場合、変調指数は、キャリアを効果的に使用しているのか、電力を浪費しているのかを示す単一の数値です。この値を低く設定しすぎると、SNR が下がります。1.0 を超えると、隣接するチャンネル全体にエネルギーが飛び散るエンベロープの歪みが生じます。どちらもうまくいきません。
変調指数（通常はm m m μ \mu μ AM 変調指数計算ツール を使って実際の例を示し、実際にどのような結果が得られるかを確認します。
コア方程式
標準の両側波帯フルキャリア (DSB-FC) AM 信号は次のようになります。
s ( t ) = A c [ 1 + m cos ( 2 π f m t ) ] cos ( 2 π f c t ) s(t) = A_c\left[1 + m\cos(2\pi f_m t)\right]\cos(2\pi f_c t) s ( t ) = A c [ 1 + m cos ( 2 π f m t ) ] cos ( 2 π f c t ) ここで、
A c A_c A c はキャリア振幅、
f c f_c f c はキャリア周波数、
f m f_m f m はメッセージ（変調）周波数、
m m m は以下で定義される変調指数です。
m = A m A c m = \frac{A_m}{A_c} m = A c A m ここで、
A m A_m A m は変調信号のピーク振幅です。
m = 1 m = 1 m = 1 （100% モジュレーション）の場合、エンベロープは負のピークでゼロに触れるだけです。これは、オーバーモジュレーションを始めてめちゃくちゃになる前の理論上の最大値です。
積を拡張すると、次の 3 つのスペクトル成分が得られます。
-キャリア はf c f_c f c A c A_c A c 上側波帯 (USB) (22§)、振幅はm A c 2 \frac{m A_c}{2} 2 m A c 下側波帯 (LSB) はf c − f m f_c - f_m f c − f m m A c 2 \frac{m A_c}{2} 2 m A c
派手なものは何もない。3 kHz のオーディオトーンの場合、RF 帯域幅は 6 kHz になります。AM放送局が10 kHz離れているのはそのためです。近所の放送局を踏まないようにするには、ある程度のガードバンドが必要です。
電力効率 — 真のトレードオフが存在するところ
AMのよく知られた弱点の1つは、通信事業者自身が情報を伝達しないことです。ゼロ。ただそこに置いて電力が供給されているだけなので、受信機のエンベロープ検出器には何かロックできるものがあります。電力効率η \eta η
η = m 2 2 + m 2 \eta = \frac{m^2}{2 + m^2} η = 2 + m 2 m 2 フルモジュレーション (
m = 1 m = 1 m = 1 ) では、効率はわずか
1 3 ≈ 33.3 % \frac{1}{3} \approx 33.3\% 3 1 ≈ 33.3% です。29§では
11.1 % 11.1\% 11.1% に下がります。これがまさに、SSBとDSB-SCのスキームが存在する理由です。キャリアを捨て、効率が大幅に向上します。しかし、DSB-FCを義務付けている従来のシステムや規格 (118～137 MHzの航空VHF AMなど) では、行き詰まります。実際の効率を知ることで、受信機が計算した値よりも 5 dB 劣っている理由を疑問に思わずに、リンクマージンを正しく予算化できます。
サイドバンドとキャリアの電力比は、もう 1 つの有用な指標です。
P S B P c = m 2 2 \frac{P_{SB}}{P_c} = \frac{m^2}{2} P c P S B = 2 m 2 この比率は、スペクトラムアナライザを読み込んで、表示されたキャリアレベルとサイドバンドレベルから変調深度を逆算しようとしたときに直接現れます。ほとんどのエンジニアはこのステップを飛ばして、ただ目を通すだけなので、規制当局への提出のためにコンプライアンスを文書化する必要が出るまではうまくいきます。
実際の例:航空用 VHF COM トランスミッター
25 kHz チャネル間隔の航空機用トランシーバーをベンチテストしているとしましょう。キャリア周波数はf c = 121.5 MHz f_c = 121.5\ \text{MHz} f c = 121.5 MHz f m = 3 kHz f_m = 3\ \text{kHz} f m = 3 kHz A c = 10 V A_c = 10\ \text{V} A c = 10 V A m = 8 V A_m = 8\ \text{V} A m = 8 V
変調指数: m = 8 10 = 0.80 ( 80 % ) m = \frac{8}{10} = 0.80 \quad (80\%) m = 10 8 = 0.80 ( 80% ) つまり、80% の変調状態です。完全にマックスアウトしていないので、クリッピングせずにボイスのピークをある程度確保できます。
サイドバンド周波数: f U S B = 121.5 MHz + 3 kHz = 121.503 MHz f_{USB} = 121.5\ \text{MHz} + 3\ \text{kHz} = 121.503\ \text{MHz} f U S B = 121.5 MHz + 3 kHz = 121.503 MHz f L S B = 121.5 MHz − 3 kHz = 121.497 MHz f_{LSB} = 121.5\ \text{MHz} - 3\ \text{kHz} = 121.497\ \text{MHz} f L S B = 121.5 MHz − 3 kHz = 121.497 MHz 帯域幅: B W = 2 × 3 kHz = 6 kHz BW = 2 \times 3\ \text{kHz} = 6\ \text{kHz} B W = 2 × 3 kHz = 6 kHz これは 25 kHz のチャンネル割り当てに十分収まります。十分なスペースがあります。実際の音声オーディオはシングルトーンよりもスペクトル成分が多いため、これは良いことです。
電力効率: η = 0.80 2 2 + 0.80 2 = 0.64 2.64 ≈ 24.2 % \eta = \frac{0.80^2}{2 + 0.80^2} = \frac{0.64}{2.64} \approx 24.2\% η = 2 + 0.8 0 2 0.8 0 2 = 2.64 0.64 ≈ 24.2% つまり、トランスミッタの電力の約4分の3がキャリアに送られ、復調されたオーディオには何も影響しません。トランスミッターの合計電力が 5 W の場合、有用な機能を果たしている側波帯の電力は約 1.21 W だけです。あとは、受信機が復調できるように、キャリアを稼動させておくだけです。そのため、実際の情報出力は控えめですが、AMトランスミッターには強力な電源とヒートシンクが必要です。
サイドバンドとキャリアの比: P S B P c = 0.64 2 = 0.32 ( − 4.95 dB ) \frac{P_{SB}}{P_c} = \frac{0.64}{2} = 0.32 \quad (-4.95\ \text{dB}) P c P S B = 2 0.64 = 0.32 ( − 4.95 dB ) スペクトラムアナライザでは、個々の側波帯はキャリアの電圧に対して
m 2 = 0.40 \frac{m}{2} = 0.40 2 m = 0.40 、つまりキャリアより
20 log 10 ( 0.40 ) ≈ − 7.96 dB 20\log_{10}(0.40) \approx -7.96\ \text{dB} 20 log 10 ( 0.40 ) ≈ − 7.96 dB 低くなります。これは、ベンチですぐにできる簡単な健全性チェックです。サイドバンドがこれとかけ離れている場合は、何か問題があります。オーディオドライブがクリッピングしているか、モジュレーターチェーンに歪みがある可能性があります。
AM 変調指数計算ツール を開き、
A c = 10 A_c = 10 A c = 10 、
A m = 8 A_m = 8 A m = 8 、
f c = 121.5 MHz f_c = 121.5\ \text{MHz} f c = 121.5 MHz 、
f m = 3 kHz f_m = 3\ \text{kHz} f m = 3 kHz を接続すれば、これらすべての数値をすぐに確認できます。主要なパラメータがすべて出力されるので、代数を調べる必要がなく、結果の解釈に集中できます。
実践的なヒントとよくある落とし穴
オーバーモジュレーション (m > 1 m > 1 m > 1 モジュレーションインデックスが 1.0 を超えると、エンベロープは負のピークでクリップします。これにより、
f m f_m f m の高調波が生成され、占有帯域幅が
2 f m 2 f_m 2 f m をはるかに超えて広がります。その結果、隣接するチャネルにエネルギーを噴霧することになり、エミッション試験で不合格になる可能性が高まります。FCCやICAOのような規制機関は面白がらないでしょう。変調指数計算ツールが 1.0 を超える値を返す場合は、オーディオドライブを小さくするか、キャリアパワーを上げてください。ごまかそうとしないでください。
コンポジットモジュレーション: 本物のオーディオはシングルトーンではありません。実際の音声や音楽のように、複数の周波数がキャリアを同時に変調する場合、実効変調指数は
m e f f = m 1 2 + m 2 2 + ⋯ m_{eff} = \sqrt{m_1^2 + m_2^2 + \cdots} m e f f = m 1 2 + m 2 2 + ⋯ です。つまり、テストトーンでレベルを設定するときは、ボイスのピークによって瞬時変調指数が上がるため、ある程度の余裕を持たせる必要があります。経験則としては、テストトーンを 70 ～ 80% の変調に設定するのがよいでしょう。これにより、効率をあまり犠牲にすることなく、実際の信号に十分な余裕を持たせることができます。すべての動作条件下で
m e f f ≤ 1 m_{eff} \leq 1 m e f f ≤ 1 を確認してください。
オシロスコープからのm m m スコープに AM エンベロープが見える場合は、
A m A_m A m と
A c A_c A c を別々に知らなくても、変調指数を直接測定できます。最大エンベロープ
A m a x A_{max} A ma x と最小エンベロープ
A m i n A_{min} A min を測定すると、次のようになります。
m = A m a x − A m i n A m a x + A m i n m = \frac{A_{max} - A_{min}}{A_{max} + A_{min}} m = A ma x + A min A ma x − A min 多くの場合、搬送波と変調信号を個別に切り離そうとするよりも実用的です。RF キャリアではなくモジュレーションエンベロープでトリガーするようにしてください。そうしないと、画面がぼやけてしまいます。
リンクバジェットへの影響: AM効率は本質的に低いため、放熱とPAのサイズを計算するときはトランスミッタの全電力を考慮する必要がありますが、レシーバのSNRを計算するときはサイドバンド電力のみを考慮する必要があります。この 2 つを混同すると、リンクバジェットに 3 ～ 5 dB の誤差が生じる一般的な原因になります。サイドバンドの電力に基づいてPAのサイズを決定した結果、熱の問題が発生したり、総電力を使用してリンクマージンを計算したのにレシーバーの性能が低下した理由がわからなかったりする設計をたくさん見てきました。そんな人になってはいけません。
スペクトラムアナライザの測定値: スペクトラムアナライザで AM 信号を見ると、キャリアが一番高いピークになります。側波帯はその周りで対称になっている必要があります (そうでない場合は、歪みが生じているか、変調器のバランスが崩れています)。搬送波帯と側波帯の高さの差から変調指数がわかります。各側波帯の電圧はキャリアの電圧より
20 log 10 ( m / 2 ) 20\log_{10}(m/2) 20 log 10 ( m /2 ) dB低くなっています。つまり、側波帯がキャリアに対して-10 dBの場合、それは
m / 2 = 10 − 10 / 20 = 0.316 m/2 = 10^{-10/20} = 0.316 m /2 = 1 0 − 10/20 = 0.316 であり、
m ≈ 0.63 m \approx 0.63 m ≈ 0.63 または 63% の変調が得られます。デバッグ時に役立つ簡単な暗算です。
やってみよう
ベンチで送信機を検証する場合でも、リンクバジェットを設定する場合でも、AMの基礎をブラッシュアップする場合でも、計算ツールが面倒な部分を処理するので、設計上の決定に集中できます。キャリアとメッセージのパラメータを接続すると、変調指数、側波帯周波数、帯域幅、電力効率、および側波帯と搬送波の比率を一度に得ることができます。手作業で行うよりも速く、エラーも起こりにくいです。
AM 変調指数計算ツールを開いて 、独自の数値を実行してください。変調指数を下げると効率がどのように低下するか、変調周波数を変更すると側波帯がどのように動くかを確認してください。これらのパラメーターがどのように相互作用するのかを直感的に理解するには良い方法です。