センサー・シグナル・コンディショニング:未加工～高精度

シグナルコンディショニングとは

センサーのデータシートを見ると、0.5 mV/°、ブリッジから 2 mV/V、またはフォトダイオードから数マイクロアンペアといった出力が表示されます。これらの信号はいずれも、マイクロコントローラのADCと直接通信することはできません。信号が小さすぎるか、ノイズが多すぎるか、間違った電圧レールに接続されています。そこで役立つのがシグナル・コンディショニングです。センサーから発せられる奇妙な信号をすべて受け取り、それをクリーンでスケーリングされたものに変えて、ADC が実際に使用できるようにするのがシグナル・コンディショニングです。

一般的なシグナルチェーンは次のようになります。センサー → 励起 → 増幅 → フィルタ → ADC

手遅れになるまでほとんどの人が考えないのは、チェーン内のどの段階でも誤差が発生するということです。センサーは 0.1% の精度で仕様化されているかもしれませんが、増幅し、フィルター処理し、デジタル化する頃には、注意しないと、システム全体の誤差が 1% になってしまいます。センサー精度バジェット計算ツール を使用すると、これらすべてのエラーがどのように積み重なっているかを追跡できるため、1日の終わりに実際に何が起きているかがわかります。

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RTD シグナルコンディショニング (PT100/PT1000)

RTD (抵抗温度検出器) は、基本的には温度とともに値が変化する高精度抵抗器です。PT100は0℃で100Ωという定番の製品で、カレンダー・ヴァン・デューセンの式にかなり近い値になっています。

ここで、$A = 3.9083 \times 10^{-3}$/°C と$B = -5.775 \times 10^{-7}$/C²。特定の温度で予想される抵抗値を知りたい場合は、PT100 抵抗計算ツール を使うと、手作業で計算しなくてもすぐに答えが得られます。

測定回路

標準的な方法は、既知の定電流をRTDに流し、その両端の電圧を測定することです。

シンプルに聞こえますよね？問題は、実際のワイヤーにも抵抗があることです。2線式接続を使用している場合、リード抵抗は測定値に直接加算されるため、実際のRTD抵抗と切り離す方法はありません。そのため、それなりの精度が要求されるものには、誰も2線式接続を使用しないのです。

ほとんどのアプリケーションでは、3線接続は実用上最低限です。これは、電流が流れるリードとは別にRTDの両端の電圧降下を測定するという巧妙な方法を使っています。これにより、リードの抵抗誤差の大部分が相殺されます。リード抵抗の不一致によって多少の誤差は生じますが、工業用途では通常この値で十分です。

4線式 (ケルビン) 接続は、実際に精度が気になるときに使うものです。電流は 1 組のワイヤを流れ、完全に別のペアで電圧を測定します。この場合、電流はほとんど流れません。電流がないということは、センス・リードに電圧降下がないということです。つまり、RTD 抵抗を直接測定することになります。優れた定電流源と適切な計装アンプがあれば、汗をかくことなく0.01°Cの精度を実現できます。

主な考慮事項

自己発熱はRTD精度のサイレントキラーです。その小さな抵抗器に電流を流しすぎると、それ自体が熱くなり、抵抗が変化して測定結果に影響します。一般的なルールは、消費電力を 1 mW（$I^2 R < 1$mW）未満に抑えることです。PT100の場合、これは励起電流が約1 mA未満であることを意味します。

フロントエンドには低ノイズの計装アンプが必要です。INA128とAD8221は、ずっと使われてきた確かな選択肢です。ワクワクするようなものではありませんが、効果があります。

もう1つは、PT1000センサー (100Ωではなく0°Cで1000Ω) がバッテリ駆動設計でますます人気が高まっていることです。抵抗値が高いほど、同じ電圧振幅でもそれに比例して使用する励起電流が少なくなり、電力が節約されます。そのトレードオフはノイズが若干高くなることですが、ほとんどのアプリケーションではそれだけの価値があります。

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熱電対シグナルコンディショニング

熱電対は奇妙です。異種金属の接合部間の温度差に基づいて、マイクロボルトから低ミリボルトまでの微小な電圧を生成します。基本的な関係は次のとおりです。

ここで、$S$はゼーベック係数です。タイプ K の熱電対の場合、およそ 41 μV/℃ です。500 ℃ と測定すると?おそらく 20 mV の信号がノイズや干渉に埋もれているのを見ていることになります。熱電対電圧計算ツール を使うと、任意の温度と熱電対タイプで予想される電圧がわかります。

冷接点補償

熱電対の落とし穴は、絶対温度ではなく、温度差*を測定するということです。「コールドジャンクション」とは、熱電対ワイヤーを基板上の銅トレースに接続する場所です。その接合部にも温度があり、測定値に影響します。ホットエンドの実際の温度を知りたい場合は、冷接点温度を別途測定し、それを熱電対の測定値に加算する必要があります。

MAX31855 (タイプK用) やLTC2986 (複数の熱電対タイプに対応) のような集積ICがこれらすべてを行います。これらには、増幅、冷接点補償、さらには線形化ルックアップテーブルが組み込まれています。自分で行う正当な理由がない限り (おそらくそうではないでしょう)、これらのチップのいずれかを使用すれば、頭痛の種から解放されます。

ディスクリートデザインは、マゾヒスティックな感じがする場合や、何か変わった要求がある場合に可能です。ゲインが約 10 mV/°C の高精度計装アンプ、冷接点には独立した温度センサー (通常は NTC サーミスタまたは小型 RTD)、ファームウェアには線形化ルックアップテーブルまたは多項式が必要です。手間が増え、基板スペースも増え、うまくいかないことも増えます。しかし、時には柔軟性が必要なこともあります。

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ロードセル/ストレインゲージシグナルコンディショニング

ロードセルはひずみゲージから作られたホイートストンブリッジです。力を加えると、ゲージの抵抗がわずかに変化し、ブリッジから差動電圧が出力されます。落とし穴は？フルスケール出力は通常、励起電圧1ボルトあたりわずか1〜3mVです。

つまり、励起電圧が5V、感度が 2 mV/V の場合、フルスケール信号は 10 mV になります。それはとても小さいです。そして、負荷にもよりますが、0V～5Vの範囲の同相電圧になります。これがロードセルアンプが存在する理由です。ロードセルアンプ計算ツール は、その信号をADCが処理できる値まで上げるために必要なゲインを計算するのに役立ちます。

アンプの選択

INA125PとINA128は、このような用途には古くから主力製品となっています。INA125は、ブリッジ励起用の高精度電圧リファレンスを内蔵しているため、外部に電圧リファレンスを追加する必要がないという点で特に優れています。ゲインは1本の抵抗（$G = 4 + 60\,\text{k}\Omega / R_G$）で設定します。入力換算ノイズは約8nV/√Hzで、ノイズフロアがLSBをかき消すことなく24ビットADCに給電するには十分です。 HX711は特筆に値します。ロードセルとブリッジセンサー専用の24ビットADCで、これまで見てきたほぼすべての安価なデジタルスケールで使用されています。ノイズが最も低くても性能も最高というわけではありませんが、使い方はとてつもなく簡単で、価格も約1ドルです。ほとんどの計量アプリケーションにとって、これは当然の選択肢です。

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シャント抵抗による電流検出

電流検出は概念的には単純です。値の小さい抵抗を負荷と直列に接続し、その両端の電圧降下を測定します。

10Aを流れる10mΩのシャント抵抗は100mVです。これはディファレンス・アンプとしては妥当な信号です。電流シャント計算ツール を使うと、シャント電圧が十分な分解能を得るのに十分な大きさであるが、大量の電力を無駄にしているほど大きくないことを確認できます。

ハイサイドセンシングとローサイドセンシング

ローサイドセンシングは負荷とグランドの間にシャントを置きます。シャント電圧はすでにグランドを基準にしているので、シンプルなシングルエンドアンプを使用できるので、これが最も簡単な構成です。欠点は、負荷が真のグランドではなく、シャントの両端に降下した電圧で負荷がかかることです。ほとんどの負荷では問題ありませんが、一部の回路 (特に通信インタフェースを備えたもの) では問題が発生する可能性があります。 ハイサイドセンシングは電源と負荷の間にシャントを配置し、負荷が真のグランドに留まるようにします。グラウンド・シフトは発生せず、コモン・モードに関する奇妙な問題もありません。ここで問題となるのは、シャント電圧が電源レールの上にかかるということです。つまり、差動アンプか、INA219やINA240のような専用の電流検出ICが必要になります。これらのチップにはハイサイド電流検出機能が組み込まれており、通常はADCが組み込まれているため、驚くほど簡単に使用できます。

シャント抵抗の選択方法

シャント抵抗は、オームの法則を再配置し、アンプのゲインを考慮に入れることで得られます。

通常、フルスケール電流で50～100mVのシャント電圧を目標とします。これよりずっと低くなると、信号対雑音比が低下します。もっと高くすると、消費電力が大きすぎます:$P = I^2 R$。10Aでは、100mΩのシャントでも10ワットを消費します。これは処理するには大量の熱量です。

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フォトダイオード/光センサーシグナルコンディショニング

フォトダイオードは入射光に比例した電流を生成します。その電流は、暗闇のピコアンペアから明るい光の中では数百マイクロアンペアまでさまざまです。トランスインピーダンス・アンプ (TIA) は、この電流を実際に測定できる電圧に変換します。

10 μA の光電流が流れ、100 kΩ のフィードバック抵抗を使用すると、1 V の出力が得られます。十分にシンプルです。フォトダイオードTIA計算機 は、さまざまなフィードバック抵抗値の帯域幅とノイズ性能を計算するのに役立ちます。

安定性

TIA回路が扱いにくくなるのはここです。フィードバックコンデンサがないと、発振することが大好きです。フォトダイオードには静電容量があり、オペアンプには入力容量があり、これらが一緒になって極を形成し、回路が不安定になる可能性があります。解決方法は、フィードバック抵抗$R_f$と並列に小さなコンデンサ$C_f$を追加することです。

通常は 1 ～ 10 pF の範囲のものを使用します。これにより、ほとんどのアプリケーションで妥当な帯域幅を維持しながら回路を安定させる主極が生成されます。5 pF から始めて、スコープに表示される内容に基づいてそこから調整します。

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4—20 mA 電流ループ

産業用センサーが 4 ～ 20 mA の電流ループを使用するのには理由があります。ケーブルの抵抗を気にせずに長いケーブル (最長 1 km 以上) でも動作するからです。情報は電圧ではなく電流にエンコードされるため、電線上の電圧降下は問題になりません。

エンコードは簡単です。 -4 mA は測定範囲の 0% に相当します (2 線式システムではトランスミッタにも電力を供給します) -20 mA は測定範囲の 100% に相当します。

4—20 mA トランスミッタカリキュレータ は、センサ値とループ電流を変換し、ご使用のケーブル長と電源電圧に対して電圧バジェットが合っているかどうかを確認するのに役立ちます。

信号の受信

受信側では、高精度抵抗を使って電流を電圧に戻します。250Ωの抵抗器が標準的な選択肢です。これは、4～20mAを1～5Vに変換し、0～5VのADCにうまく対応できるためです。

この電圧範囲には便利な機能があります。電圧を見るだけでケーブルの断線 (0V) やセンサーの故障 (1V未満) を検出できます。1V～5Vの間であればどれでも有効な測定値です。

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精度バジェットの構築

シグナル・チェーン内のすべてのコンポーネントがエラーの原因となり、その合計が思ったよりも早くなります。一般的に扱っているのは以下のとおりです。

これらの誤差を組み合わせる適切な方法は二乗和平方根 (RSS) で、これらは独立していて相関がないことを前提としています。これにより、単純に直線的に合計するよりも現実的な見積もりが得られます。センサー精度バジェット計算ツール を使うと、温度に関係なくシステム全体の精度をモデル化し、最大の誤差源がどこにあるかを確認できます。エラーバジェットの大部分を占めるのは 1 つか 2 つの要素であることが多いため、改善に向けた努力 (またはお金) を集中させる必要があるのはこの点です。

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まとめ

一般的なセンサータイプとシグナルコンディショニングに何を使用するかについてのクイックリファレンスを次に示します。

私が何度も目にする間違いは、ブリッジ・センサーに十分なゲインを使用していないこと（16ビットADCを駆動しようとすると10mVの信号になり、なぜノイズがあるのか疑問に思う）、熱電対回路の冷接点補償を忘れる（PCBの温度によって読み取り値がずれる）、トランスインピーダンス・アンプの設計でフィードバック・コンデンサを省くこと（10MHzの発振を楽しんでください）です。自分で過ちを犯すのではなく、他の人の過ちから学びましょう。