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Power

フライバックコンバータカリキュレータ

絶縁型DC-DCコンバータ設計のフライバックコンバータ巻線比、1次側と2次側のピーク電流、および電力レベルを計算します。

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公式

N=Vin⋅DVout(1−D),Ip,peak=2IinDN = \frac{V_{in} \cdot D}{V_{out}(1-D)},\quad I_{p,peak} = \frac{2 I_{in}}{D}

参考: Unitrode Power Supply Design Seminar SEM600

N— ターンレシオ Np/Ns
D— デューティサイクル
Vin— 入力電圧 (V)
Vout— 出力電圧 (V)

仕組み

フライバックコンバータカリキュレータは、絶縁型DC-DC変換の巻数比、ピーク電流、磁化インダクタンスを計算します。これは、AC-DCアダプタ、PoEシステム、およびマルチ出力電源に不可欠です。パワーエレクトロニクスのエンジニア、充電器の設計者、および産業機器開発者は、このツールを使用して、85～ 92% の効率を維持しながらガルバニック絶縁を実現しています。Erickson & Maksimovicの「パワーエレクトロニクスの基礎」によると、磁性部品が1つで部品数が少ないため、フライバックコンバータは75W未満の絶縁電源市場を支配しています。結合インダクタは、スイッチのオン時間中 (Epri = ½Lm×Ipk²) にエネルギーを蓄え、オフタイムにはそれを二次側に伝達します。巻数比 N = Vin×D/((Vout+Vf) × (1-D)) によって電圧変換が決まり、50% デューティ・サイクルの境界伝導モード (BCM) によって電力伝達能力が最大化されます。TIアプリケーションノートSLVA057は、連続伝導モードの磁化インダクタンスLm = Vin×D/ (fsw×ΔiL) と規定しています。重要な設計パラメータ:漏れインダクタンス (通常はLmの 1 ～ 3%) により、一次スイッチで 2×Vin を超える電圧スパイクが発生するため、パワーインテグレーション AN-19 ごとに RCD スナバまたはアクティブクランプ回路が必要になります。

計算例

産業用センサーインターフェース用の 12 V ～ 5 V/2 A の絶縁型フライバックコンバータを設計します。要件:3.75 kV の絶縁、88% の最小効率、100 kHz 未満のスイッチング周波数ステップ1: 巻数比の計算 — D = 0.4、Vf = 0.5 V (ショットキー) の場合、N = 12×0.4/((5+0.5) ×0.6) = 1.45標準巻線比には N = 1.5 を使用してください。ステップ 2: 一次側ピーク電流の計算 — Pout = 10 W、= 0.88。ピン = 11.4 W。D = 0.4で、Ipk = 2×ピン/ (Vin×D) = 2×11.4/ (12×0.4) = 4.75 A. ステップ 3: 磁化インダクタンスの選択 — 100 kHzでCCMに 30% のリップルの場合:Lm = 12×0.4/ (100k×0.3×4.75) = 33.7 µH。33 µH を使用してください。ステップ 4: 出力コンデンサの計算 — 50 mV リップルの場合:カウント = 2×0.4/ (100k×0.05) = 160 µF。2×100 µF の低ESR電解液を使用してください。ステップ 5: スナバーの設計 — 漏れインダクタンスは約 1 µH (Lm の 3%)スナバなしのピーク電圧:Vin + N× (Vout+Vf) + Lleak×di/dt = 12 + 8.25 + 1µ×4.75a/100ns = 67.5 V。RCD スナバ付き 100 V MOSFET を使用してください (R=10k、C=1nf、D=UF4007)。

実践的なヒント

  • ✓Fairchild AN-4137によると、準共振（QR）スイッチングを使用してバレースイッチングを実現し、固定周波数PWMと比較してターンオン損失を50％、EMIを10dB削減します
  • ✓電圧スパイクをMOSFET Vds (最大) の 80% でクランプするように RCD スナバを設計します。100 V MOSFET の場合は、80 V でクランプします。消費電力 = ½×リーク×IPK²×FSW = ½×1µh×25×100k = 1.25 W
  • ✓電力密度が10W/cm3を超える場合はプレーナートランスを使用 — PCB一体型巻線のリークインダクタンスはボビン巻線トランスの3～ 5% に対して 1% のリークインダクタンスを実現します

よくある間違い

  • ✗トランスのリークインダクタンスを無視すると、50nsで5Aのターンオフ時にリーク電流 2% (1µH) が発生し、100Vのスパイクが発生します。スナバを使用しないと、60VのMOSFETがマイクロ秒以内に破壊されます。
  • ✗トランスコアの小型化 — フライバックトランスはピーク電流で飽和してはなりません。EE16コアは100kHzで15〜20Wしか処理できません。50W設計にはRM8またはEE25を使用してください
  • ✗二次整流に標準ダイオードを使用 — PNダイオードは100nsの逆回復を示し、5～ 8% の効率低下を引き起こします。ショットキーダイオード (SS34、40V/3A) は24V未満の出力には不可欠です

よくある質問

TIの「フライバックコンバータの設計」ガイドによると、フライバックには次の特徴があります。(1) 単一磁気部品によるガルバニック絶縁、フォワード/ブリッジトポロジでは2～3個の磁性部品によるガルバニック絶縁、(2) 単一トランスによる固有の複数出力機能、(3) 広い入力範囲 (85-265 VAC) 互換性、(4) 75W未満で部品コストが低い。短所:出力リップルが大きい (順方向では5～10％、順方向は1〜2％) 不連続な二次電流による150～200ワット
Unitrode（現在のTI）設計セミナーによると、フライバックはオンタイム中はトランスのエアギャップにエネルギーを蓄え、オフタイムには伝達します。出力インダクタは不要ですが、出力電流が不連続になるとリップルが大きくなります。フォワードコンバータはエネルギーを連続的に転送するため、出力インダクタとトランスのリセットメカニズム (3次巻線またはアクティブクランプ) が必要です。フォワードはリップルを抑えるには100 W以上を、シンプルさとコストを考慮してフライバックは75 W未満にすることを推奨します。
パワーインテグレーションの設計ガイドによると、ユニバーサル AC 入力 (AM 無線帯域を回避) の場合は 65～132 kHz、EMI フィルタリングが容易な DC-DC アプリケーションの場合は 200～400 kHz。周波数が高くなると、磁気回路の小型化 (コアサイズ 1/fsw^0.5) が可能になりますが、スイッチング損失は増加します。擬似共振設計は負荷に応じて周波数が変化し、通常は30～130 kHzです。
磁束密度B = Lm×Ipk/ (N×Ae) がコア材料の限界 (フェライトの場合は通常300～400mT) を超えると飽和が発生します。解決策:巻数 (N) を増やす、コア面積 (Ae) を大きくする、エアギャップを追加する (実効透磁率の低下、飽和マージンの増加)。Ferroxcubeの設計ガイドによると、E25コアの0.5 mmのエアギャップにより、飽和する前に3倍高いDC電流が可能になります。
CISPR 32クラスBコンプライアンスガイドラインによると、（1）コモンモードフィルタリング用に一次接地と二次接地の間にYコンデンサ（4.7 nF/250 VAC）を使用する、（2）AC入力にpiフィルタを追加（2×4.7 µF + 1 mHのコモンモードチョーク）、（3）スペクトラム拡散周波数変調（± 5%）を実装してピーク放射を10 dB削減する、（4）銅箔を間に挟んだシールドトランス一次巻線と二次巻線。

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