RF 링크 버짓 분석: 엔지니어링 가이드

링크 버짓이란?

링크 버짓은 송신기 출력부터 수신기 입력까지의 모든 이득과 손실을 RF 신호에 대한 세심한 회계 원장이라고 생각하시면 됩니다.답은 간단합니다. 신호를 디코딩할 수 있을 만큼 충분한 전력이 수신기에 공급되는가?수신 전력이 수신기 감도보다 약간 뛰어난다면 금상입니다.그렇지 않다면 더 많은 송신 전력을 추가하거나, 더 나은 안테나로 교체하거나, 케이블 손실을 줄이거나, 라디오를 더 가깝게 옮기는 등 해야 할 일이 있습니다.

필자와 함께 일해 본 대부분의 엔지니어들은 프로토타입이 현장에서 고장나기 전까지는 링크 예산을 사후 고려하듯 여깁니다.그런 사람이 되지 마세요.탄탄한 링크 버짓으로 하드웨어에 투자하기도 전에 서류상으로 문제를 파악할 수 있습니다.

기본 방정식

전체 분석은 하나의 방정식으로 요약됩니다.모든 것이 dBm 또는 dB 단위로 제공되므로 계산이 놀라울 정도로 간단합니다. 덧셈과 뺄셈만 하면 됩니다.

결과는 수신 전력 (dBm) 입니다.먼저 송신 전력으로 시작하여 안테나 게인을 더하고 도중에 발생하는 모든 손실을 빼면 남은 것은 수신기에 도달하는 양입니다.

링크 마진은 수신한 것과 필요한 것의 차이에 불과합니다.

링크 마진 = P_Rx − 민감도_RX

마진이 양수이면 링크가 제대로 작동한다는 의미입니다.하지만 실제로 얼마나 많은 마진이 필요할까요?이는 애플리케이션과 환경을 얼마나 신뢰하는지에 따라 달라집니다.

• 실내 WiFi에는 일반적으로 10—15dB의 여백이 필요합니다.다중 경로가 많고 사람들이 이동하고 인접 네트워크의 간섭이 발생합니다.
• 실외 포인트-투-포인트 링크에는 일반적으로 15—20dB가 필요합니다.날씨가 변하고 비가 오면 신호가 약해지기 때문에 프레넬 구역에 가끔 나무가 자라날 수 있는 공간이 필요합니다.
• 1dB를 추가할 때마다 송신기 전력, 안테나 크기 또는 두 가지 측면에서 실제 비용이 들기 때문에 위성 링크는 보통 3-6dB의 마진으로 실행됩니다.하드웨어를 궤도에 띄울 때는 무자비하게 최적화를 해야 합니다.

여유 공간 경로 손실

FSPL은 모든 단일 무선 링크 예산을 압도합니다.처리해야 할 가장 큰 숫자이며 거리와 주파수에 따라 빠르게 증가합니다.하지만 중요한 것은 무언가가 신호를 흡수한다는 의미에서는 실제로 “손실”이 아니라는 것입니다.순수한 기하학이죠.송신기는 모든 방향 (또는 적어도 일부 입체각) 으로 전력을 방사하며 파면이 확장됨에 따라 전력 밀도가 떨어집니다.송신기가 수신기에 도달할 무렵에는 전송된 데이터 중 극히 일부만 수집하게 됩니다.

방정식은 다음과 같습니다.

여기서 d는 거리, f는 주파수, c는 빛의 속도입니다.화이트보드에 링크를 스케치할 때 간단히 설명하자면, 이 근사치는 충분히 비슷합니다.

FSPL ≈ 20log (f_GHz) + 20로그 (d_km) + 92.4 dB

직관력을 키울 수 있도록 몇 가지 구체적인 수치를 알려드리겠습니다.

• 100미터에서 2.4GHz: 80dB의 경로 손실
• 1킬로미터에서 2.4GHz: 100dB의 경로 손실
• 100미터에서 28GHz (5G mmWave): 101dB — 동일한 거리에서의 2.4GHz보다 손실이 21dB 더 큽니다.

마지막 글에서는 5G mmWave 커버리지가 왜 그렇게 어려운지 설명합니다.경로 손실은 주파수의 제곱에 따라 커지므로 2.4GHz에서 28GHz로 점프하면 힘든 싸움을 하게 됩니다.이를 보완할 수 있는 유일한 방법은 하이 게인 안테나와 빔포밍을 사용하는 것인데, 이것이 바로 5G 시스템의 기능입니다.

수신기 감도

수신기 감도에 따라 성공적으로 디코딩할 수 있는 신호의 약도가 결정됩니다.이 값은 수신기의 노이즈 플로어와 변조 방식이 허용 가능한 비트 오류율에 도달하는 데 필요한 신호 대 잡음비에 의해 결정됩니다.

방정식은 다음과 같습니다.

각 용어를 자세히 살펴보겠습니다.

• −174dBm/Hz는 실온에서의 열 노이즈 전력 스펙트럼 밀도입니다.이 값은 kT에서 나옵니다. 여기서 k는 볼츠만 상수이고 T는 290K입니다. 이것이 물리학입니다. 수신기를 냉각하지 않고는 이 문제를 해결할 수 없습니다.
• BW는 수신기 대역폭 (Hz) 입니다.대역폭이 넓으면 노이즈가 더 많이 들어옵니다.이것이 바로 LoRa와 같은 협대역 시스템이 놀라운 감도를 달성할 수 있는 이유입니다.
• NF는 수신기의 노이즈 지수 (dB) 입니다.완벽한 수신기의 잡음 지수는 0dB이지만 실제 수신기는 잡음을 추가합니다.소비자용 WiFi 칩셋은 일반적으로 5~8dB입니다.고급 스펙트럼 분석기는 3dB에 도달할 수 있습니다.위성 지상국용 저잡음 증폭기는 1dB 미만일 수 있지만 비용은 수천 달러에 달합니다.
• SNR_min은 복조기에 필요한 최소 신호 대 잡음비입니다.BPSK와 같은 단순 변조에는 10dB만 필요할 수 있습니다.64-QAM과 같은 고밀도 변조에는 25dB 이상이 필요합니다.데이터 속도와 감도 사이에는 항상 절충점이 있습니다.

실제 예는 다음과 같습니다. 잡음 지수가 7dB인 20MHz 채널에서 작동하고 최저 데이터 속도에 10dB SNR이 필요한 일반적인 802.11n 수신기는 다음과 같습니다.

s_min = −174 + 10로그 (20×10^6) + 7 + 10 = −174 + 73 + 7 + 10 = −84dBm

이 -84dBm은 WiFi 사양에서 가장 낮은 MCS 지수에 대한 최소 감도로 제시하는 수치입니다.데이터 속도가 높을수록 SNR이 좋아야 하므로 변조 및 코딩 체계를 단계적으로 진행할수록 감도가 더 나빠집니다 (음수가 적음).

실제 사례: 900MHz IoT 링크

실제 시스템을 구현하기 위해 전체 링크 예산을 책정해 보겠습니다.500미터 범위 요구 사항을 가진 900MHz IoT 센서 네트워크를 설계한다고 가정해 보겠습니다.뛰어난 감도를 위해 LoRa 스타일 변조를 사용하고 있습니다.경로에 밝은 단풍과 건물이 있는 야외 환경입니다.

계산해 보세요. 먼저 +20dBm의 송신 전력으로 시작하고 2dBi 안테나 게인을 더하고 전송 측의 케이블 손실 0.5dB를 빼세요.그러면 전송 안테나를 떠나는 +21.5dBm EIRP가 발생합니다.그런 다음 여유 공간 경로 손실의 경우 85.7dB를 빼고 환경 영향에 대해서는 5dB를 더 빼십시오.수신 안테나에 도달하는 속도는 -69.2dBm까지 떨어집니다.2dBi 수신 안테나 게인을 더하고 0.5dB 케이블 손실을 빼면 수신기 입력에서 −67.7dBm이 됩니다.

확산 계수 7의 LoRa 수신기의 감도는 약 -123dBm입니다.마진은 무려 55.3dB입니다.솔직히 대부분의 애플리케이션에서는 과한 수치입니다.범위를 수 킬로미터까지 늘리거나 전송 전력을 크게 줄여 배터리 수명을 절약할 수 있습니다.0dBm의 전송 전력 (1밀리와트) 에서도 여전히 35dB의 마진이 남아 있습니다. 이는 페이드 마진이 내장되어 있어 안정적인 링크에 충분합니다.

흔히 저지르는 실수

다른 엔지니어들이 제공한 수십 개의 링크 버짓을 검토한 결과 같은 실수를 반복해서 목격했습니다.가장 큰 상처를 준 부분은 다음과 같습니다.

편광 손실은 잊어버리세요. 안테나 편파는 대부분의 사람들이 생각하는 것보다 더 중요합니다.송신 안테나가 수직 편파이고 수신 안테나가 수평 편파 (90° 교차 편파) 인 경우 약 20dB가 손실됩니다.정렬이 일부라도 잘못되더라도 비용이 발생합니다.45° 상대 회전 시 선형 안테나 두 개가 약 3dB의 손실을 입습니다.이는 수신기 방향이 제어되지 않는 모바일 애플리케이션에서 특히 흔합니다.이 문제를 완전히 방지하기 위해 원형 편광이 선형 편파에 비해 3dB 페널티를 받는 경우도 있습니다. 임피던스 불일치 무시 RF 체인의 모든 커넥터, 모든 케이블, 모든 트랜지션은 임피던스 매칭이 이루어져야 합니다.2:1 VSWR은 약 0.5dB의 불일치 손실을 생성합니다.별 것 아닌 것처럼 들릴 수도 있지만, 모든 dB를 차지하기 위해 싸워야 하는 빡빡한 링크 예산에서는 0.5dB가 중요합니다.현장에서 시스템이 고장나는 것을 본 적이 있습니다. 누군가 반사 손실이 적은 저렴한 케이블을 사용했기 때문입니다.개별 반사율은 작았지만 여러 커넥터에 걸쳐 반사광이 합쳐졌습니다.

모든 방향에서 피크 안테나 게인을 사용합니다. 이 제품은 많은 사람들을 사로잡습니다.안테나 게인은 지향성이 있습니다.데이터시트에 패치 안테나의 게인이 6dBi 이득이라고 적혀 있는 경우, 이는 보어 시야 방향, 즉 바로 전방의 경우에만 해당됩니다.축에서 30° 벗어나면 0dBi까지 내려갈 수 있습니다.옆으로 90° 이동하면 -10dBi 이상이 될 수 있습니다.링크 지오메트리가 완벽하게 정렬되지 않은 경우 (실제 세계에서는 거의 그렇지 않음), 데이터시트의 최대 게인이 아니라 링크 방향의 실제 게인을 고려해야 합니다. 페이딩 마진은 고려하지 않습니다. 프로덕션 환경에서는 이 부분이 골칫거리입니다.여유 공간에서는 링크 버젯이 완벽해 보일 수 있지만 실제 무선 채널은 부족합니다.멀티패스 전파는 신호가 취소되는 딥 널 (deep null) 을 생성합니다.움직이는 물체는 도플러 이동과 시간에 따른 페이딩 현상을 일으킵니다.멀티패스가 풍부한 실내 또는 도시 환경에서는 기본 링크 여백 위에 10~15dB의 페이드 마진을 추가해야 합니다.가시선이 닿지 않는 실외 링크의 경우 일반적으로 5~8dB이면 충분합니다.맑은 하늘 조건의 위성 링크에는 3dB만 필요할 수 있습니다.요점은 평균적인 경우를 염두에 두고 설계하지 말고 채널이 딥 페이드 상태에 있는 99번째 백분위수 경우를 염두에 두고 설계하라는 것입니다. RF 링크 예산 계산기 를 사용하여 시스템을 모델링하십시오.수신 전력 대 거리를 계산하고, 마진이 어느 지점에서 부족한지 보여주고, 다양한 파라미터가 링크에 미치는 영향을 시각화하는 데 도움이 됩니다.다른 안테나나 주파수를 사용해 보고 싶을 때마다 손으로 계산하는 것보다 훨씬 빠릅니다.