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Power

플라이백 컨버터 계산기

절연 DC-DC 컨버터 설계의 플라이백 컨버터 권선비, 1차측 및 2차 피크 전류, 전력 레벨을 계산합니다.

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공식

N=Vin⋅DVout(1−D),Ip,peak=2IinDN = \frac{V_{in} \cdot D}{V_{out}(1-D)},\quad I_{p,peak} = \frac{2 I_{in}}{D}

참고: Unitrode Power Supply Design Seminar SEM600

N— 회전율 Np/Ns
D— 듀티 사이클
Vin— 입력 전압 (V)
Vout— 출력 전압 (V)

작동 방식

플라이백 컨버터 계산기는 AC-DC 어댑터, PoE 시스템 및 다중 출력 전원 공급 장치에 필수적인 절연 DC-DC 변환을 위한 권선비, 피크 전류 및 자화 인덕턴스를 계산합니다.전력 전자 엔지니어, 충전기 설계자 및 산업 장비 개발자는 이 도구를 사용하여 85~ 92% 의 효율을 유지하면서 갈바닉 절연을 달성합니다.Erickson & Maksimovic의 '파워 일렉트로닉스의 기초'에 따르면 플라이백 컨버터는 단일 자기 부품과 적은 부품 수로 인해 75W 미만의 절연 공급 시장을 장악하고 있습니다.연결된 인덕터는 스위치가 켜져 있는 동안 (Epri = ½Lm×Ipk²) 에너지를 저장하고 오프 타임에는 이를 2차 전력으로 전달합니다.권선비 N = Vin×D/ ((Vout+Vf) × (1-D)) 는 전압 변환을 결정하는 반면, 50% 듀티 사이클에서의 경계 전도 모드 (BCM) 는 전력 전달 능력을 극대화합니다.TI 애플리케이션 노트 SLVA057 에서는 연속 전도 모드의 경우 자화 인덕턴스 Lm = Vin×D/ (FSW×Δil) 을 명시하고 있습니다.중요 설계 파라미터: 누설 인덕턴스 (일반적으로 Lm의 1~ 3%) 로 인해 기본 스위치에서 2×Vin을 초과하는 전압 스파이크가 발생하므로 파워 인테그레이션스 AN-19 기준 RCD 스너버 또는 액티브 클램프 회로가 필요합니다.

계산 예제

산업용 센서 인터페이스용 12V ~ 5V/2A 절연 플라이백 컨버터를 설계하십시오.요구 사항: 3.75kV 절연, 88% 최소 효율, 100kHz 미만의 스위칭 주파수1단계: 권선비 계산 — D = 0.4, Vf = 0.5V (쇼트키): N = 12×0.4/((5+0.5) ×0.6) = 1.45.표준 권선 비율의 경우 N = 1.5를 사용하십시오.2단계: 1차 피크 전류 계산 — 출력 = 10W, η = 0.88핀 = 11.4 와트. D = 0.4에서 Ipk = 2×핀/ (빈×D) = 2×11.4/ (12×0.4) = 4.75 A. 3단계: 자화 인덕턴스 선택 — 100kHz에서 CCM에서 30% 리플의 경우: Lm = 12×0.4/ (100k×0.3×4.75) = 33.7 µH.33µH를 사용하십시오.4단계: 출력 커패시터 계산 — 50mV 리플의 경우: 카운트 = 2×0.4/ (100k×0.05) = 160µF.2×100µF의 저 ESR 전해질을 사용하십시오.5단계: 스너버 설계 — 누설 인덕턴스 ≈ 1µH (Lm의 3%).스너버가 없는 피크 전압: Vin + N× (Vout+Vf) + 누수×DI/dt = 12 + 8.25 + 1µ×4.75A/100ns = 67.5 V RCD 스너버가 있는 100V MOSFET을 사용하십시오 (R=10k, C=1nf, D=UF4007).

실용적인 팁

  • ✓페어차일드 AN-4137 사양에 따르면 유사 공진 (QR) 스위칭을 사용하여 밸리 스위칭을 구현하면 고정 주파수 PWM에 비해 턴온 손실을 50%, EMI를 10dB 줄일 수 있습니다.
  • ✓전압 스파이크를 MOSFET Vds의 80% (최대) 로 클램핑하도록 RCD 스너버를 설계하십시오. 100V MOSFET의 경우 80V에서 클램핑합니다. 손실 전력 = ½×L누수×IPK²×FSW = ½×1µH×25×100K = 1.25W
  • ✓전력 밀도가 10W/cm³ 이상인 경우 평면 트랜스포머 사용 — PCB 통합 권선은 1% 의 누설 인덕턴스를 달성하는 반면, 보빈 권선 변압기의 경우 3-5% 를 달성합니다.

흔한 실수

  • ✗트랜스포머 누설 인덕턴스 무시 — 누설 2% (1µH), 50ns에서 5A 전원을 끄면 100V 스파이크가 발생합니다. 스너버가 없으면 마이크로초 내에 60V MOSFET이 파괴됩니다.
  • ✗트랜스포머 코어 소형화 — 플라이백 트랜스포머는 피크 전류에서 포화되지 않아야 합니다. EE16 코어는 100kHz에서 15-20W만 처리합니다. 50W 설계에는 RM8 또는 EE25를 사용하십시오.
  • ✗2차 정류를 위한 표준 다이오드 사용 — PN 다이오드는 100ns 역 회복을 나타내어 5-8% 의 효율 손실을 초래합니다. 쇼트키 다이오드 (SS34, 40V/3A) 는 24V 미만의 출력에 필수적입니다.

자주 묻는 질문

TI의 '플라이백 컨버터 설계' 가이드에 따르면 플라이백은 (1) 단일 자기 부품을 사용한 갈바닉 절연 대 순방향/브리지 토폴로지의 경우 2-3개, (2) 단일 트랜스포머의 고유한 다중 출력 기능, (3) 넓은 입력 범위 (85-265VAC) 호환성, (4) 75W 미만의 낮은 부품 비용, 높은 출력 리플 (순방향의 경우 5-10% 대 1-2%), 제한적 비연속적인 2차 전류로 인해 150-200W가 소요됩니다.
Per Unitrode (현재 TI) 설계 세미나: 플라이백은 온타임 시 트랜스포머 에어 갭에 에너지를 저장하고 오프 타임에는 전송하므로 출력 인덕터가 필요하지 않지만 출력 전류가 불연속적이면 리플이 증가합니다.순방향 컨버터는 지속적으로 에너지를 전송하므로 출력 인덕터와 트랜스포머 리셋 메커니즘 (3차 권선 또는 액티브 클램프) 이 필요합니다.리플이 낮은 경우 순방향이 100W 이상이면 선호되고, 단순성과 비용 측면에서 플라이백은 75W 미만인 것이 좋습니다.
전력 통합 설계 가이드별: 범용 AC 입력의 경우 65-132kHz (AM 무선 대역 제외), EMI 필터링이 더 쉬운 DC-DC 애플리케이션의 경우 200-400kHz.주파수가 높을수록 자기는 더 작아지지만 (코어 크기 1/fsw^0.5) 스위칭 손실은 증가합니다.유사 공진 설계는 부하에 따라 주파수가 달라지며, 일반적으로 30-130kHz입니다.
포화는 자속 밀도 B = Lm×Ipk/ (N×Ae) 가 코어 재료 제한 (일반적으로 페라이트의 경우 300-400mT) 을 초과할 때 발생합니다.해결 방법: 회전 수 증가 (N), 코어 영역 확대 (Ae) 선택, 에어 갭 추가 (유효 투과율 감소, 포화 마진 증가).Ferroxcube 설계 가이드에 따르면 E25 코어의 0.5mm 에어 갭은 포화 전에 3배 더 높은 DC 전류를 허용합니다.
CISPR 32 클래스 B 규정 준수 가이드라인에 따름: (1) 공통 모드 필터링을 위해 1차 접지와 2차 접지 사이에 Y 커패시터 (4.7nF/250VAC) 사용, (2) AC 입력에 파이 필터 추가 (2×4.7µF+ 1mH 공통 모드 초크), (3) 최대 방출을 10dB 줄이기 위한 확산 스펙트럼 주파수 변조 (± 5%) 구현, (4) 구리 호일을 사용한 쉴드 트랜스포머 1 차 권선과 2 차 권선 사이.

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