Calculateur d'impédance contrôlé par PCB
Calculez l'impédance caractéristique des traces de microruban de surface, de microruban intégré et de PCB stripline. Obtenez Z0, Er effectif et largeur de trace cible. Résultats instantanés et gratuits.
Formule
Référence: Hammerstad & Jensen, IEEE MTT-S 1980; stripline core verified against the field solver committed in src/lib/pcb/__tests__/solver. The covered-microstrip filling factors are fitted to a layered solve.
Comment ça marche
Le calculateur d'impédance contrôlée calcule le PCB largeur de tracepour l'impédance caractéristique cible (50/75/100 ohms), essentielle pour les interfaces RF, les interfaces numériques haut débit et la validation de l'intégrité du signal. Les ingénieurs en matériel et les concepteurs de circuits imprimés l'utilisent pour empêcher les réflexions de signaux qui dégradent les diagrammes oculaires de 15 à 40 % lorsque le décalage d'impédance dépasse 10 %.
Selon l'IPC-2141A et la « conception numérique à haute vitesse » de Johnson/Graham, l'impédance de trace dépend de la géométrie (largeur W, hauteur H au-dessus du plan de référence) et de la constante diélectrique (Er). Les équations de Hammerstad-Jensen atteignent une précision de 1 à 2 % par rapport à la simulation EM 3D pour des rapports W/H compris entre 0,1 et 10. Pour un microruban de surface, Z0 augmente d'environ 6 ohms par réduction de 0,1 mm de largeur de tracesur le FR4 standard.
L'Er du FR4 varie de 4,6 à 1 MHz à 4,2 à 5 GHz (modèle de dispersion Djordjevic-Sarkar). Ce décalage de 9 % modifie l'impédance calculée de 4 à 5 %. C'est pourquoi le Rogers RO4350B (Er = 3,48 +/- 0,05, stable à 10 GHz) est préféré pour les conceptions supérieures à 2 GHz. La tolérance d'usine standard est de +/- 10 % ; les usines RF avancées atteignent +/- 5 %.
Aux fréquences où la longueur de trace dépasse lambda/10, le décalage d'impédance provoque des réflexions. Une trace de 50 ohms entraînant une charge de 75 ohms produit un coefficient de réflexion de 20 % (VSWR 1,5:1, perte de retour 14 dB). Selon l' « ingénierie des micro-ondes » de Pozar, cela réduit l'efficacité du transfert de puissance de 4 % et crée des ondes stationnaires qui augmentent la diaphonie de 3 à 6 dB sur les pistes adjacentes.
Exemple Résolu
Concevez un microruban 50 Ω pour un amplificateur de puissance Wi-Fi 2,4 GHz sur une carte FR4 à 4 couches : 0,1 mm de préimprégné jusqu'à la terre L2, 1 oz de cuivre, εr = 4.3.
La résolution de la géométrie de la surface d'un microruban pour 50 Ω donne :
W = 0,1644 mm (6,5 mil), ce qui donne 49,99 Ω à cette largeur arrondie εeff = 3.268 délai de propagation = 6,026 ps/mm
La permittivité effective est bien inférieure à 4,3 du substrat, car une trace de surface maintient une partie de son champ dans l'air au-dessus de lui. La même trace enterrée sous forme de stripline verrait le 4.3 complet et se propagerait plus lentement : 6,9 ps/mm pour le cas stripline contre 6,0 ps/mm ici.
L'épaisseur du cuivre n'est pas un détail arrondi dans cette géométrie. Les 35 µm de cuivre élargissent la trace électriquement, et un modèle qui l'ignore place la largeur 50 Ω 5 autour de 0,19 mm, soit une erreur de 15 % dans la dimension que vous envoyez au fabricant, le tout dans le sens où l'impédance de la carte est faible.
Tolérance : un magasin rapide typique propose une estimation de ± 10 % sur une impédance contrôlée. À +10 % (55 Ω dans un système 50 Ω ), le VSWR est de 1,10:1 et la perte de retour de 26 dB, ce qui est confortable pour la plupart des travaux RF. Notez le dessin de fabrication comme suit : « Microruban L1 W = 0,164 mm, Z0 = 50 Ω ± 10 % ».
Deux branches de cette calculatrice ont changé sensiblement. Le mode microruban intégré était auparavant utilisé εeff = εr(1 − e^(−1.55·hc/h)), dans lequel la permittivité propre au couvercle n'apparaissait jamais et la permittivité effective tombait en dessous de 1 pour tout masque de soudure réaliste, à la largeur de trace par défaut qui déclenchait un protecteur et le calculateur renvoyait une valeur précise de 0,00 Ω. Le mode stripline utilisait un logarithme à traces étroites qui renvoyait également 0 Ω pour les traces larges. Les deux s'appellent désormais le moteur partagé, dont le cœur stripline est la solution exacte de mappage conforme.
Conseils Pratiques
- ✓Vérifiez l'empilage de l'usine avant la conception : JLC, PCBWay, OSHPark publient l'Er et les épaisseurs de couche exactes. Les hypothèses FR4 génériques entraînent des erreurs d'impédance de 5 à 10 %.
- ✓Ajoutez un coupon d'impédance TDR au package Gerber. Sans ce coupon, l'usine ne peut pas vérifier la conformité et les défaillances sont introuvables conformément à la norme IPC-TM-650 2.5.5.7.
- ✓Utilisez la règle des 3 W (espacement = 3 fois la largeur de trace) entre les traces d'impédance contrôlées pour maintenir la diaphonie en dessous de -40 dB conformément à la section 4.2.6 de la norme IPC-2141A.
Erreurs Fréquentes
- ✗L'utilisation d'une valeur Er de 1 MHz (4,6) aux fréquences GHz entraîne une erreur d'impédance de 8 à 12 %. Utilisez toujours Er corrigé en fréquence : 4,4 à 1 GHz, 4,2 à 5 GHz selon le modèle Djordjevic-Sarkar.
- ✗Ignorer l'effet d'épaisseur du cuivre : le passage de 0,5 oz à 2 oz de cuivre déplace l'impédance de 3 à 5 ohms en raison de l'augmentation effective de la largeur, conformément au tableau 4-1 de la norme IPC-2141A.
- ✗Acheminement de traces d'impédance contrôlées sur des plans de masse divisés : la discontinuité augmente l'impédance de 15 à 30 % et la perte de retour diminue de 6 à 10 dB (Johnson/Graham Ch. 8).
Foire Aux Questions
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