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Calculez le PCB en fonction de l'impédance, de la capacité, de l'inductance et de la capacité actuelle. Recevez le rapport hauteur/largeur et les avertissements DFM pour les vias traversants et aveugles. Résultats instantanés et gratuits.

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Formule

Cvia≈0.0554 εr T DDa−D pF,Zvia≈60εrln⁡Dad,Lvia≈0.2h(ln⁡4hd+0.5) nHC_{via} \approx \frac{0.0554\,\varepsilon_r\,T\,D}{D_a-D}\ \text{pF},\quad Z_{via} \approx \frac{60}{\sqrt{\varepsilon_r}}\ln\frac{D_a}{d},\quad L_{via} \approx 0.2h\left(\ln\frac{4h}{d}+0.5\right)\ \text{nH}

Référence: IPC-2141A; IPC-2221B; Howard Johnson "High-Speed Signal Propagation"

T— Épaisseur du panneau (mm)
d— Via le diamètre du foret (mm)
D— Diamètre du tampon (mm)
D_a— Diamètre de l'antipad (dégagement aérien) (mm)
εᵣ— Constante diélectrique
h— Hauteur du canal (= épaisseur du panneau) (mm)

Comment ça marche

Un trou traversant plaqué est, électriquement, une courte section de ligne coaxiale. Le barillet plaqué est le conducteur intérieur ; le dégagement découpé dans chaque plan qu'il traverse, l'antipad, constitue le conducteur extérieur. Cette identification est ce qui rend la géométrie gérable et elle vous indique également quelle dimension contrôle quel résultat.

L'impédance suit directement la forme coaxiale : $Z = \ frac {60} {\ sqrt {\ varepsilon_r}} \ ln \ frac {D_a} {d} $, où DaD_a est le diamètre de l'antipatin et dd le foret. Le pad n'apparaît pas. Un perçage de 0,3 mm dans un antipad de 1,0 mm sur le FR-4 donne 35,2 Ω, soit bien en dessous d'une ligne de 50 Ω. C'est pourquoi un via non géré est interprété comme une discontinuité capacitive.

La capacitance est le tampon qui agit contre le bord de l'antipad. IPC-2141A donne $C = \ frac {0.0554 \, \ varepsilon_r \, T \, D} {D_a - D} $ pF avec des dimensions en millimètres, où DD est le diamètre du tampon. Les deux plaques apparaissent et l'écart entre elles constitue le dénominateur. Le dégagement du plan est donc le principal levier : élargir l'antipad de 0,8 mm à 1,4 mm sur un tampon de 0,6 mm réduit la capacité d'un facteur trois. Le foret n'est pas une plaque et n'entre pas du tout dans cette expression.

L'inductance provient du barillet sous la forme d'un court conducteur rond sur sa trajectoire de retour, $L = 0,2h \ left (\ ln \ frac {4h} {d} + 0,5 \ right) $ nH avec hh et dd en millimètres. Il croît avec la longueur et seulement de façon logarithmique avec le diamètre. Le raccourcissement d'un via est donc bien plus utile que son engraissement, ce qui explique pourquoi le perçage à contre-courant est un argument en faveur du rétroperçage.

La capacité de courant fonctionne sur l'anneau plaqué. Le cuivre se dépose sur la paroi du trou foré, il occupe donc l'anneau du rayon d/2−td/2 - t jusqu'à d/2d/2, ce qui donne $A = \ pi t (d - t) $. Il s'agit d'une section transversale beaucoup plus petite que ne le suggère le trou : un trou de 0,3 mm avec un placage de 25 µm ne contient que 0,0216 mm² de cuivre, soit moins du tiers de ce que contiendrait un bouchon solide du même diamètre.

Notez que ZZ est ici l'impédance caractéristique du via en tant que section de ligne de transmission. La question n'est pas la même que celle de savoir dans quelle mesure le via dégrade une arête de passage. Pour cela, ce qui compte, c'est la réactance excédent par rapport à la contribution qu'aurait apportée une section correspondante, que le calculateur de réponse par pas de via gère.

Exemple Résolu

Étant donné : Foret de 0,3 mm, patin de 0,6 mm, antipatin de 1,0 mm, panneau FR-4 de 1,6 mm ($ \ varepsilon_r = 4,2$), placage en barillet de 25 µm Étape 1 : Impédance coaxiale

$ \ sqrt {\ varepsilon_r} = \ sqrt {4.2} = 2,0493902$, donc $ \ frac {60} {\ sqrt {\ varepsilon_r}} = 29,277002$

$ \ frac {D_a} {d} = \ frac {1.0} {0.3} = 3,3333333$ et $ \ ln (3,3333333) = 1,2039728$

$ Z = 29,277002 \ fois 1,2039728 = 35,2487$ Ω

Le diamètre du patin ne joue aucun rôle : seuls le barillet et le dégagement du plan forment la paire coaxiale.

Étape 2 : capacité du pad à l'antipad (IPC-2141A)

0,0554$ \ fois 4,2 = 0,232680$

$ \ fois 1,6 = 0,372288$

$ \ fois 0,6 = 0,2233728$

C=  frac0,22337281,0−0,6=0,558432C = \ frac {0,2233728} {1,0 - 0,6} = 0,558432 pF Étape 3 : Inductance du baril

$ \ frac {4h} {d} = \ frac {4 \ times 1,6} {0,3} = 21,333333$ et $ \ ln (21,333333) = 3,0602708$

L=0,2  fois1,6  fois(3,0602708+0,5)=0,32  fois3,5602708=1,1392867L = 0,2 \ fois 1,6 \ fois (3,0602708 + 0,5) = 0,32 \ fois 3,5602708 = 1,1392867 nH Étape 4 : Rapport hauteur

$ \ frac {T} {d} = \ frac {1.6} {0.3} = 5,33$ — confortablement à l'intérieur de la limite de 10:1. poignées de fabrication standard.

Étape 5 : Capacité actuelle t=25t = 25 µm =0,025= 0,025 mm, donc A=  pi  times0,025  times(0,3−0,025)=0,02159845A = \ pi \ times 0,025 \ times (0,3 - 0,025) = 0,02159845 mm² =33,478= 33,478 mil² I=0,048  fois100,44  fois33,4780,725=0,048  fois2,7542287  fois12,748159=1,6853I = 0,048 \ fois 10^ {0,44} \ fois 33,478^ {0,725} = 0,048 \ fois 2,7542287 \ fois 12,748159 = 1,6853 A Étape 6 : Ce que cela signifie pour une ligne de 50 ohm

$ \ sqrt {L/C} = 45,17$ Ω, en dessous de 50 Ω, donc le via est capacitif. L'excédent sur une section correspondante est de C−L/Z02=0,5584−0,4557=0,1027C - L/Z_0^2 = 0,5584 - 0,4557 = 0,1027 pF — seulement environ un cinquième de la capacité brute est en fait une discontinuité.

Résultat : 35,2 Ω, 0,558 pF, 1,139 nH, rapport hauteur/largeur de 5,33:1, 1,69 A à une augmentation de 10 °C.

Conseils Pratiques

  • ✓À utiliser via in-pad avec placage de capuchon pour la rupture du BGA : élimine les traces et réduit l'inductance parasite de 30 % conformément aux recommandations de la norme IPC-7095.
  • ✓Ajoutez des vias de masse à une distance de lambda/20 (2 mm à 10 GHz) des vias de signal, ce qui permet d'obtenir un chemin de retour à faible inductance, réduisant ainsi l'inductance de 40 à 60 % selon Johnson/Graham.
  • ✓Pour les ondes RF et micro-ondes (> 6 GHz) : spécifiez un perçage arrière à 0,1 mm de la couche de signal, ce qui supprime la résonance du tronçon et améliore la perte d'insertion de 3 à 6 dB par via.

Erreurs Fréquentes

  • ✗Il faut confondre le tampon avec l'antipad : le tampon est l'anneau en cuivre situé sur le via, l'antipad est le dégagement découpé dans les plans. L'impédance dépend de l'antipad et pas du tout du pad ; la capacité dépend des deux. Leur échange sous-estime l'impédance et rend la capacité insensible à la seule dimension qui la contrôle réellement.
  • ✗En supposant que le canon est en cuivre massif, le placage recouvre la paroi du trou foré, de sorte que la section transversale conductrice est l'anneau pi*t* (d-t). Un trou de 0,3 mm avec placage de 25 micromètres contient 0,0216 millimètre carré de cuivre, sous le tiers d'un bouchon solide de même diamètre
  • ✗En lisant l'impédance caractéristique du via comme le degré de dégradation du signal, un via dont la racine carrée de L sur C est déjà égale à l'impédance de la ligne est électriquement invisible. Ce qui dégrade une arête, c'est l'excès de réactance sur une section correspondante, et non les valeurs brutes L et C
  • ✗Rétrécissement de l'antipad pour récupérer le cuivre plat : la capacité augmente à l'inverse de la distance libre. Ainsi, la fermeture d'un antipad de 1,0 mm à 0,8 mm sur un tampon de 0,6 mm double la capacité de liaison
  • ✗En utilisant l'épaisseur du panneau pour la longueur du barillet sur un via percé à contre-perçage, le signal ne traverse que la longueur restante et l'épaisseur totale surestime à la fois l'inductance et la capacité

Foire Aux Questions

L'impédance suit ln (antipad/drill), donc un antipad plus grand ou un foret plus petit l'augmente. Avec un foret de 0,25 mm sur le FR-4, un antipad de 0,5 mm donne 20,3 ohms et un antipad de 0,7 mm donne 30,1 ohms. Notez à quel point ceux-ci sont faibles : pour atteindre 50 ohms, il faut un rapport antipatin/perçage d'environ 5,5, soit un antipad de 1,38 mm sur ce foret. Les vias ordinaires se situent bien en dessous de l'impédance de la ligne, c'est pourquoi ils se lisent comme capacitifs.
Les discontinuités de via provoquent des réflexions de signal : conformément aux spécifications Ethernet IEEE 802.3, le coefficient de réflexion de via maximum est de 5 % pour 10GBASE-T. Un via de 60 ohms sur une trace de 50 ohms provoque une réflexion de 9 %, ce qui ne correspond pas à la spécification. À 25 Gbit/s (100 GBASE-CR4), une capacité de via > 0,3 pF entraîne une perte d'insertion de 2 dB, nécessitant des micro-vias HDI.
Pour le soulever, ouvrez l'antipad ou rétrécissez la perceuse ; pour l'abaisser, faites le contraire. Les limites pratiques sont qu'un antipad de grande taille mange du cuivre plat et peut affecter la trajectoire de retour, tandis qu'un petit antipad risque de percer le dégagement. La plupart des conceptions se contentent d'un via bien en dessous de l'impédance de la ligne et gèrent plutôt l'excès de capacité qui en résulte, en supprimant les pastilles non fonctionnelles et en perçant à contre-courant, plutôt que d'essayer d'atteindre 50 ohms uniquement avec la géométrie.
L'impédance varie de un à la racine carrée de la constante diélectrique. Ainsi, pour une géométrie identique, le Rogers RO4350B (3,48) donne une impédance environ 10 % plus élevée que le FR-4 (4,2) et le PTFE (2,2) environ 38 % plus élevée. La capacité varie directement en fonction de la constante diélectrique, de sorte que les laminés à faible éR sont découpés par capacitance dans la même proportion, ce qui est utile à haute vitesse pour les deux raisons à la fois.
Les formules quasi-statiques sont précises à +/- 10 % jusqu'à des fréquences où la longueur de via est inférieure à lambda/10. Pour une carte de 1,6 mm sur FR4, cela correspond à environ 4 GHz. Au-delà de 4 GHz, utilisez une simulation EM pleine onde (HFSS, CST) pour des paramètres S précis. Les effets de résonance de stub deviennent dominants au-dessus de 3 GHz, quelle que soit la précision de la formule.

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