FCC 試験前の放射エミッションの予測

プリコンプライアンススキャンだけでは不十分

お使いの Raspberry Pi サイズの SBC には、100 MHz のプロセッサクロック、スイッチングレギュレータとバルクコンデンサの間に 2 cm² の電源ループ、ホストインターフェイス用の 0.5 m USB ケーブルが搭載されています。PCB レビュー担当者は、設計レビュー中に両方にフラグを付けました。プリコンプライアンス・スキャンにより懸念事項が確認されました。300 MHz、500 MHz、700 MHzの高調波は、3メートルでFCCパート15のクラスB制限値から6dB以内です。

予定されている FCC テストまであと 4 週間です。新しいボードを回転させるには 3 回かかります。どの変更が問題を解決するのか、どの変更が無駄な労力なのかを正確に把握する必要があります。

ほとんどのエンジニアが見落としているのは、コンプライアンス前のスキャンでは問題があることはわかりますが、理由はわからないということです。パワーループだったのでしょうか？USB ケーブルがアンテナの役割を果たしている？両方？基本となるメカニズムを理解していないと、基本的にはどの変更を行うべきかを推測することになります。チームの中には、あらゆるところにフェライトを追加し、すべてのループを締め、すべてのエッジを遅くするなど、問題にすべてを投げかけるチームもあります。それはうまくいきますが、費用と時間がかかり、それらの変更の半分はおそらく何もしなかったでしょう。

EMI 放射エミッション推定器は、ディファレンシャルモード (DM) ループ放射とコモンモード (CM) ケーブル放射の両方をモデル化し、台形クロックのスペクトルエンベロープを適用し、測定の不確かさをモンテカルロ法で計算して、FCC 制限に対する収率値を求めます。これこそが、信号とノイズを分離するために必要な解析です。

2 つの放射メカニズムを理解する

デジタルPCBからの放射は、物理的に異なる2つのメカニズムから発生し、一方を修正しても他方には何の効果もありません。チームが電源ループのルーティングを最適化するのに何日も費やしたのに、テストハウスで失敗するのを見てきました。本当の原因はI/OケーブルのCM電流だったからです。両方を理解する必要があります。

差動モード放射は、PCB 上の閉じたループ (通常はスイッチングレギュレータの電源ループ、デカップリングコンデンサのリターンパス、またはリターンとペアになった高速信号トレース) を循環する電流から発生します。これは小さなループアンテナと考えてください。小さなループからの電界は、近傍電界では$1/r^2$として減衰しますが、遠距離電界では$1/r$に遷移します。FCCは3mで測定し、約16MHzを超える周波数では遠方界にしっかりと収まるため、私たちが注目しているのはこの領域です。$r$の距離にある小さなDMループからの電界は、おおよその値は次のようになります。ここで、$f$は Hz、$I$はアンペア単位のループ電流、$A$はm² 単位のループ面積です。

周波数二乗項に注目してください。高調波が高くなると、小さなループでも驚くほどよく放射されます。ただし、面積による線形依存性にも注目してください。ループの面積を半分にカットし、フィールドを半分にカットします。二乗ではなく、半分だけです。これは 6 dB で、制限を 10 dB 超えていることに気付くまではかなりの量のように思えます。

コモンモード放射は、差動リターンのないケーブル上で同じ方向に流れる電流から発生します。ケーブルの長さが 0.5 m のケーブルにマイクロアンペアの CM 電流が流れても、ケーブル長が λ/4 に近づく周波数では効率的なアンテナになります。0.5 m のケーブルは 150 MHz 付近で共振します。これは 100 MHz のクロック高調波の範囲とまったく同じです。これが物事が醜くなるところです。

CM放射の問題は、PCBをどれだけ注意深く配線したかは気にしないことです。ケーブルはアンテナです。完璧なグランド・プレーン、タイトな電源ループ、美しいシグナル・インテグリティを実現することは可能ですが、そのUSBケーブルに数マイクロアンペアのCM電流が結合されていれば、テストハウスのスペクトラム・アナライザを点灯することになります。

ベースライン分析:問題の設計

この設計の実際の数値を見ていきましょう。EMI 放射エミッション推定器に以下を入力します。

このツールは、立ち上がり時間が 1 ns の 100 MHz クロックのスペクトルエンベロープを生成します。台形波形のスペクトルエンベロープは、$1/\pi t_r$（立ち上がり時間が 1 ns の場合、約 318 MHz）より20dB/decade高いところでロールオフします。そのコーナー周波数より低い場合、奇数高調波（100、300、500、700 MHz...）は比較的平坦なエンベロープに収まります。それを超えると、高調波は急速に低下します。

この立ち上がり時間は、100MHzで動作する最新のプロセッサでは一般的なもので、特別なことではありません。しかしこれは、スペクトル成分が基本波をはるかに超えていることを意味します。3 番目、5 番目、7 番目の高調波はすべてロールオフコーナーより下にあるため、いずれもスペクトルの振幅がほぼ同じになります。

ベースライン入力により、ツールは次のことを報告します。

-300 MHz (第3高調波): DM 推定値 42 dBµV/m、CM 推定 48 dBµV/m、FCC クラス B 制限 40 dBµV/m。CM は制限を 8 dB 超えています。 -500 MHz (5次高調波): DM推定値は35dBµV/m、CM推定値は44dBµV/m、FCC制限は47dBµV/m。CMは3dB下回っていますが、95パーセンタイルのモンテカルロ法の結果は限界を上回っています。 -700 MHz (第7高調波): どちらのソースも 47 dBµV/m という制限値を下回っています。

300 MHz 以上では、CM ケーブル電流が主な問題です。これはプリコンプライアンス・スキャンのパターンと完全に一致します。300 MHz では境界線ではなく、8 dB を超えています。これは測定の不確かさではなく、実際の問題です。

高周波数でUSBケーブルが優勢な理由

100 MHz では、0.5 m のケーブルは λ/6 になります。効率的ではありません。そこなら問題ありません。300 MHz では、λ/2、つまり半波ダイポールになります。放射効率はピークに達します。500 MHzでは、ケーブルは全波なので、効率は半波の場合と比べてわずかに低下しますが、それでも5µAのCM電流で限界に近づきます。

2cm²のDMループは無視できないほどではありませんが、界面方程式の$f^2$依存性はそれに反します。低高調波では強く寄与しますが、面積が小さいため制限されます。CMアンテナとして機能するケーブルには、同じ面積の制限はありません。ダイポールとして放射されるので、周波数に比例してはるかに良好にスケーリングされます。

これが、デカップリング・コンデンサを追加するだけではこの問題を解決できない理由です。エミッションの問題が解決すると考えて、チームがパワーレールにさらに10個の0.1µFコンデンサを追加するのを見てきました。デカップリングは、局部にチャージリザーバーを設けて高周波電流経路を狭めることで、DMループ電流を低減します。これはDMメカニズムにとっては素晴らしいことです。しかし、USBケーブルに流れるCM電流は、ボードの同相ノイズ電圧とケーブルシールドまたはグランドリファレンスとの寄生結合によるものです。デカップリング・コンデンサはそんなことには何の役にも立ちません。USB ラインには CM チョークが必要です。

解決策:3 つの対象を絞った変更

それでは、役に立つ部分に移りましょう。無作為に修正を試みる代わりに、それぞれの変更が何をするのかを正確にモデル化し、努力する価値があるかどうかを確認できます。提案されている設計変更を反映するようにツール入力を更新します。

100,000回のモンテカルロ試験を行って再実行してください。結果:

-300 MHz: DM 33 dBµV/m、CM 28 dBµV/m、95 パーセンタイル 36 dBµV/m 対 40 dBµV/m 上限。4 dB マージン。 -500 MHz: DM 22 dBµV/m、CM 24 dBµV/m、95 パーセンタイル 30 dBµV/m 対 47 dBµV/m 上限。17 dB マージン。 -700 MHz: どちらのソースも制限値を大きく下回っています。

収率（全高調波にわたってFCCの限界値を下回るMCトライアルの割合）は 34% から 98% に上昇しました。これが、「おそらく失敗する」と「マージンを取って合格する」の違いです。

モンテカルロ分析は、測定の不確かさ、ケーブルの位置のばらつき、およびテスト・セットアップの統計的性質を考慮に入れるため、非常に重要です。単一点推定では制限値を 1 dB 下回っているが、95 パーセンタイルでは 3 dB 超えている場合があります。テストハウスは、測定結果の中央値は気にしません。測定の不確かさの中で最悪のケースを気にするのです。

実装上の注意事項

**パワーループを2cm²から0.5cm²に狭めるということは、スイッチングレギュレータのバルク入力コンデンサをV_inピンとGNDピンのできるだけ近くに移動し、リターンパスを短く広くすることを意味します。ループ面積を4倍に減らすと、DM電界強度は16倍ではなく4倍（線形、12dB）減少します。面積はフィールド方程式では二乗ではなく直線的に現れます。それでも、12 dB は非常に大きく、ルーティング時間以外にコストはかかりません。

実際には、バルク・キャップはレギュレータICのすぐ隣、理想的には基板の同じ側に置く必要があります。私は通常、キャップからピンまでのトレース長を5 mm未満にすることを目指しています。リターンパスには細いトレースではなく、グラウンドポアを使用してください。リターン・パスの面積は、フォワード・パスと同様に重要です。エンジニアの中には、V_inからキャップまでのトレースにこだわりながら、グラウンド・リターンを基板の途中までルーティングする人もいます。そんなことはしないでください。

CMチョークは、ケーブル側ではなく、PCB側のコネクタに近いUSBラインに取り付ける必要があります。100MHzで90ΩのCMインピーダンスがあれば十分です。TDK ACM2012やWurth 742792090のような部品が一般的な選択肢です。このシナリオでは、1 つの部品を直列に挿入することで CM 電流が 14 dB 減少します。

PCB側に接続する理由は単純です。CM電流がケーブルに届く前に遮断したいからです。チョークをコネクタのケーブル側に置くと、すでにノイズがケーブルに結合していることになり、チョークは何もしません。CMチョークは、コモンモード電流 (D+とD−の両方が同じ方向に流れる) には高インピーダンスを示しますが、差動モード信号 (D+とD−が反対方向に流れる) には低インピーダンスを示します。これこそまさに必要なことです。ノイズを遮断し、信号を渡すことです。

**立ち上がり時間を 1 ns から 5 ns に遅くすると、スペクトルのロールオフコーナーが 318 MHz から 64 MHz に下がります。300 MHz の高調波は、以前はスペクトルの平坦な部分でしたが、現在は -20 dB/decade のスロープにあり、約 14 dB だけ減衰されます。クロックネットに22Ωの直列抵抗があっても、BOMや基板面積では何のコストもかかりません。

設計者の中には、エッジの速度低下がシグナルインテグリティの問題を引き起こすと考えているため、神経質な人もいます。100 MHzのクロックでは、5nsの立ち上がり時間はまだ周期の 5% に過ぎません。これはまったく問題ありません。セットアップ/ホールド違反やデューティ・サイクルの歪みが発生する段階にはほど遠いです。プロセッサの入力スレッショルドは通常約1.4Vで、ヒステリシスが十分にあるため、エッジが少し遅くなっても問題ありません。重要なのは、300 MHz で倍音成分を 14 dB 削減することです。

3つの変更はすべて、PCBのレイアウトを変更し、部品を1つ追加するだけで実現できます。プロセッサー・セクションのハードウェア・リスピンは必要ありません。回路図を根本的に変更する必要はありません。レイアウトを厳しくし、CMチョークを1つ追加し、直列抵抗を1つ挿入するだけです。他の理由ですでにボードを再スピンしている場合でも、これらの変更は基本的に無料です。生産工程を省くために手直しを行う場合は、CMチョークと直列抵抗を約10分で手作業ではんだ付けできます。

EMI 放射エミッション推定器