RCDクランプスナバ計算ツール — フライバックの漏れインダクタンス用クランプ回路

フライバックコンバータでは、一次側の磁束がすべて二次側と鎖交するわけではありません。鎖交しない分が漏れインダクタンス $L_{lk}$ で、MOSFETがオフになると、そこを流れていた電流は行き場を失います。この電流がMOSFETの出力容量を充電し、ドレイン電圧は入力電圧と反射出力電圧の和 $V_{in} + nV_o$ をはるかに超えて跳ね上がります。RCDクランプはこのスパイクを吸収します。ドレインにつないだダイオードが、入力電源ラインより $V_{sn}$ 高いクランプ電圧に保たれたコンデンサを充電し、コンデンサと並列の抵抗がそのエネルギーをサイクルごとに消費します。

クランプ電力

クランプが導通している間、二次側が磁化インダクタンスの電圧を $nV_o$ に保つため、漏れインダクタンスには $V_{sn} - nV_o$ が加わり、その電流がピーク値 $I_{pk}$ からゼロまで減少する時間は次のとおりです。

クランプは1サイクルあたり $V_{sn}I_{pk}t_s/2$ のエネルギーを吸収するので、FairchildのアプリケーションノートAN-4147（Koo、Rev. 1.1.0、2006年）のクランプ電力が得られます。

前半の項は漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーです。係数 $V_{sn}/(V_{sn} - nV_o)$ は、漏れ電流が減少する間にトランスがクランプへ送り込む余分なエネルギーを表します。クランプ電圧が反射電圧の2倍なら係数は2で、$V_{sn}$ が $nV_o$ に近づくにつれて際限なく大きくなります。$nV_o$ 以下ではクランプが常に導通して出力電力を運んでしまうため、計算ツールはこの値を受け付けません。AN-4147では、$V_{sn}$ を $nV_o$ の2～2.5倍にすることを推奨しています。

抵抗、コンデンサ、電圧ストレス

抵抗の消費電力は $V_{sn}^2/R_{sn}$ なので、$R_{sn} = V_{sn}^2/P_{sn}$ です。コンデンサは、許容リップル $\Delta V_{sn}$（通常は $V_{sn}$ の5～10%）から次のように決めます。

クランプを入力電源ラインに戻す構成では、ドレイン電圧のピークは $V_{in,max} + V_{sn}$ となり、MOSFETがオンの間はダイオードが同じ電圧を阻止します。AN-4147では、定常状態のピークをMOSFETの定格電圧の80%未満に抑え、ダイオードにはそれより高い定格の超高速ダイオードを使うよう求めています。

適用範囲

これらの式は、クランプコンデンサの電圧がスイッチング周期の間一定であることを前提としています。AN-4147はリップル10%まではこれが成り立つとしており、それを超えると計算ツールは警告を表示します。また、漏れ電流がスイッチング周期内にゼロまで減少することも前提としていますが、$t_s$ が周期より長いとそうはなりません。この場合も警告を表示します。どちらの場合も値は表示されます。漏れインダクタンスとピーク電流には、AN-4147が用いる設計点、つまりクランプ電力が最大になる最小入力電圧・全負荷時の値を使ってください。