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Power

分圧器計算ツール

Vin、R1、R2から分圧器の出力電圧、電流、テブナンインピーダンス、および電力損失を計算します。バイアスネットワークやレベルシフトに最適です。

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公式

Vout=Vin⋅R2R1+R2V_{out} = V_{in} \cdot \frac{R_2}{R_1 + R_2}
Vᵢₙ— 入力電圧 (V)
R₁— 上部抵抗 (Ω)
R₂— ボトム抵抗 (Ω)

仕組み

分圧器カリキュレータは、抵抗分圧器ネットワークの出力電圧、電流、消費電力を測定します。これは、シグナルコンディショニング、ADCリファレンスのスケーリング、ロジックレベルシフトに不可欠です。パワーエレクトロニクスのエンジニア、組込み開発者、回路設計者は、このツールを使用して、自己消費電流を最小限に抑えながら目標電圧比になるように抵抗のサイズを調整します。ホロウィッツ＆ヒルの「エレクトロニクスの芸術」（第3版）によると、合計抵抗が10 kΩ の分圧器は、5V電源から500µAを消費します。これは、6 kΩ の分圧器と比較して待機電力が 40% 削減されるということです。テブナンの等価出力インピーダンス（R1 || R2）は負荷レギュレーションを直接決定します。1 kΩ の電源インピーダンスは、10 kΩ の負荷で9.1％の電圧低下を引き起こします。テキサス・インスツルメンツのアプリケーションノートSLVA079では、出力誤差を 1% 未満に維持するために、分圧器のインピーダンスを負荷インピーダンスの10分の1未満に抑えることを推奨しています。高精度アプリケーションでは、許容誤差が 0.1% の抵抗によって比率誤差が± 2% から± 0.14% に減少します。これは、1 LSB がフルスケールの 0.024% に相当する 12 ビット ADC に給電する場合に重要です。

計算例

バッテリ監視システムでは、12.6Vのリチウムイオンパック電圧を3.3V ADC入力にスケーリングする必要があります。目標仕様:静止電流が10μA未満、ADCの入力インピーダンスが1 MΩ の場合、負荷レギュレーション誤差は 0.5% 未満。ステップ1: 比率の計算 — 出力/入力電圧 = 3.3/12.6 = 0.262 なので、R2/ (R1+R2) = 0.262 となります。ステップ 2: 静止電流の設定 — 12.6 V で Iq < 10 µA、総抵抗値 > 1.26 MΩ. 1 R2 = 1.5 MΩ. を選択。ステップ 3: 抵抗の求解 — R2 = 0.262 × 1.5 MΩ = 393 kΩ (390 kΩ 標準値を使用)、R1 = 1.5 MΩ - 390 kΩ = 1.11 MΩ (1.1 MΩ). を使用) ステップ 4: 検証 — Vout = 12.6 × 390k/(1.1M+390k) = 3.30 V。テブナンインピーダンス = 1.1M || 390k = 288 kΩ. 1 MΩ ADCによる負荷レギュレーション:エラー= 288k/ (288k+ 1M) = 22.4％ — 許容できません。解決策:ユニティ・ゲイン・バッファ (TI OPA333、17 µA) を追加して、高インピーダンスの分圧器をADCから分離します。

実践的なヒント

  • ✓TIの「Precision Labs」シリーズによると、ADCのリファレンスには0.1％の薄膜抵抗（Vishay TNPWシリーズなど）を使用してください。温度係数が±25ppm/°Cであれば、-40°Cから+85°Cまで0.1％未満の比率ドリフトを維持できます
  • ✓R2の両端に100nFのセラミックコンデンサを追加して、fc = 1/(2π × R1||R2×C) のローパス・フィルタを作成し、ADCのサンプル・レートの10倍を超えるスイッチング・ノイズを除去します。
  • ✓高分圧器 (>50 V) では、複数の抵抗を直列に接続して個々の定格電圧内にとどめます。標準的な 0805 SMD 抵抗器の最大定格は 150 V です。

よくある間違い

  • ✗負荷インピーダンスを無視すると、R2 = 5 kΩ の10 kΩ 分圧器は、10 kΩ の負荷を駆動するときに出力電圧の33％を失い、予想していた0％ではなく出力電圧の33％を失います
  • ✗高精度アプリケーションでは 5% の許容誤差抵抗を使用 — ワーストケースの比率誤差は± 10% に達し、3.3 V 出力で328mVの誤差が発生する
  • ✗抵抗の電力定格を超える場合 — 12Vで1 kΩ の分圧器は合計144mWを消費します。1/8W（125mW）の抵抗は過熱してドリフトします

よくある質問

オームの法則に基づくと、最大電流はVin/ (R1+R2) に等しくなります。合計抵抗が10 kΩ の12V入力の場合、アイマックス = 1.2 mAです。これにより、静止時消費電力は 14.4 mW に設定されます。バッテリ駆動設計では、通常、<100 µA (> ランタイムを延長するために120 kΩ （合計）を目標としています。2000 mAhのバッテリは、100µAで833日持続するのに対し、1.2mAでは69日間持続します。
はい、抵抗分圧器はDC～1MHzまで同じ比率を維持します。1 MHz を超えると、寄生容量 (通常 1 抵抗あたり 0.1～0.5 pF) によって周波数に依存するインピーダンスが発生します。アナログ・デバイセズの MT-210 では、500 MHz までフラットな応答を実現するオシロスコープのプローブには、パラレル・コンデンサ (C1/C2 = R2/R1) を使用する補償付き分圧器を推奨しています。
まず、目標比 R2/ (R1+R2) = ボルト/入力電圧から始めます。次に、制約に基づいて合計抵抗値を選択します。駆動負荷の場合はR (1—10 kΩ) ) を低く、消費電流を最小にする場合はR (100 kΩ–1 MΩ) ) を高くします。IEEE Std 1118によると、高精度計測器では 0.01% の比率マッチングのマッチングされた抵抗ネットワーク (Vishay MPMシリーズなど) を使用します。
入力インピーダンスは直列のR1+R2に等しくなります。R1 = 10 kΩ 、R2 = 10 kΩ の分周器は、20 kΩ をソースに出力します。ソースへの負荷を最小限に抑えるには、入力インピーダンスがソースインピーダンスの10倍を超える必要があります。50 Ω の信号発生器には、500 Ω を超える分周器の入力インピーダンスが必要です。
はい、分圧器は5Vロジックを3.3Vロジックに変換し、R1 = 1.8 kΩ 、R2 = 3.3 kΩ （出力=3.24V）にします。ただし、双方向レベルシフトにはアクティブ回路が必要です。TIのTXB0108は、自動方向検知機能により100Mbpsで8チャンネル変換を行います。
R2/ (R1+R2) = 3.3/5 = 0.66。標準値:R2 = 6.8 kΩ, R1 = 3.3 kΩ の比率は0.673です (3.37V出力、+2.1% の誤差)。許容誤差を小さくするには、R2 = 33 kΩ, R1 = 18 kΩ (比率 0.647、3.24 V、-1.8% の誤差) を使用してください。合計10 kΩ は5V (2.5mW) で500µAを消費します。重要:負荷インピーダンスが100 kΩ を超えていることを確認するか、バッファアンプを追加してください。
はい。Vout = 3.33 Vの場合は、R1 = 1 kΩ, R2 = 2 kΩ を使用してください。MCUの出力インピーダンスが低い（<50 Ω) ）ため、正確な除算が保証されます。1MHzを超える信号（10MHzでのSPI）では、入力容量（通常5pF）でRC時定数を最小限に抑えるために、総抵抗を500 Ω 未満に保ちます。3.3Vから5Vへの変換にはアクティブなレベルシフタが必要であり、パッシブ分圧器では電圧を上げることができません。
出力インピーダンス (R1 || R2) は負荷と分圧器を形成します。R1 = R2 = 10 kΩ, Zout = 5 kΩ. A 10 kΩ 負荷では、出力が 33% 低下します (出力×10k/ (5k+10k) = 0.67 × 出力値)。ホロウィッツ・アンド・ヒルによると、負荷抵抗は 10% 未満のサグでは出力インピーダンスの10倍、1% 未満の場合は100倍を超えるはずです。低インピーダンスの負荷を駆動する場合は、オペアンプのボルテージフォロワー (TI LM324、$0.15 など) を使用してください。

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