RCD 클램프 스너버 계산기 — 플라이백 누설 인덕턴스 클램프 회로

플라이백 컨버터에서는 1차측 자속이 모두 2차측과 쇄교하지는 않습니다. 쇄교하지 않는 부분이 누설 인덕턴스 $L_{lk}$ 이며, MOSFET이 턴오프되면 여기에 흐르던 전류는 빠져나갈 곳이 없습니다. 이 전류가 MOSFET의 출력 커패시턴스를 충전하면서 드레인 전압이 입력 전압과 반사 출력 전압의 합 $V_{in} + nV_o$ 보다 훨씬 높게 치솟습니다. RCD 클램프는 이 스파이크를 억제합니다. 드레인에 연결된 다이오드가 입력 레일보다 클램프 전압 $V_{sn}$ 만큼 높은 전압을 유지하는 커패시터를 충전하고, 커패시터 양단의 저항이 그 에너지를 매 주기 소모합니다.

클램프 전력

클램프가 전도하는 동안에는 2차측이 자화 인덕턴스의 전압을 $nV_o$ 로 붙잡아 두므로, 누설 인덕턴스 양단에는 $V_{sn} - nV_o$ 가 걸리고 그 전류는 다음 시간 동안 피크 $I_{pk}$ 에서 0으로 줄어듭니다.

클램프는 주기마다 $V_{sn}I_{pk}t_s/2$ 의 에너지를 흡수하며, 여기서 Fairchild 애플리케이션 노트 AN-4147(Koo, Rev. 1.1.0, 2006)의 클램프 전력 식이 나옵니다.

앞부분은 누설 인덕턴스에 저장된 에너지입니다. 계수 $V_{sn}/(V_{sn} - nV_o)$ 는 누설 전류가 줄어드는 동안 트랜스포머가 클램프로 추가로 밀어 넣는 에너지를 반영합니다. 클램프 전압이 반사 전압의 2배이면 이 계수는 2이고, $V_{sn}$ 이 $nV_o$ 에 가까워질수록 한없이 커집니다. 클램프 전압이 $nV_o$ 이하이면 클램프가 계속 전도하면서 출력 전력을 실어 나르게 되므로, 계산기는 이 값을 받지 않습니다. AN-4147은 $V_{sn}$ 을 $nV_o$ 의 2~2.5배로 정하도록 권장합니다.

저항, 커패시터, 전압 스트레스

저항의 소비 전력은 $V_{sn}^2/R_{sn}$ 이므로 $R_{sn} = V_{sn}^2/P_{sn}$ 입니다. 커패시터는 허용 리플 $\Delta V_{sn}$ 에 맞춰 정하며, 허용 리플은 보통 $V_{sn}$ 의 5~10%입니다.

클램프를 입력 레일로 되돌리는 구성에서는 드레인 전압이 최대 $V_{in,max} + V_{sn}$ 에 이르고, MOSFET이 켜져 있는 동안 다이오드는 같은 전압을 차단합니다. AN-4147은 정상 상태 피크를 MOSFET 정격 전압의 80% 미만으로 유지하고, 다이오드는 그보다 높은 정격의 초고속 다이오드를 쓰도록 요구합니다.

적용 범위

이 식들은 클램프 커패시터 전압이 한 스위칭 주기 동안 일정하다고 가정합니다. AN-4147은 리플이 10% 이하이면 이 가정이 성립한다고 보며, 계산기는 리플이 그보다 크면 경고합니다. 또한 누설 전류가 스위칭 주기 안에 0까지 떨어진다고 가정하는데, $t_s$ 가 주기보다 길면 그럴 수 없으므로 이 경우에도 경고를 표시합니다. 두 경우 모두 값은 그대로 표시됩니다. 누설 인덕턴스와 피크 전류는 AN-4147이 사용하는 설계점, 즉 클램프 전력이 가장 큰 최소 입력 전압·최대 부하 조건에서의 값을 써야 합니다.