La perte de votre via n'est pas dans le fût

Le cuivre qui ne transmet aucun signal

Un via est un court morceau de fût métallisé. À 20 GHz, 1,6 mm de fût ne coûte presque rien : faites le calcul pour un fût de 0,25 mm dans du FR4 et la perte diélectrique atteint 0,119 dB et la perte conductrice au plus 0,011 dB. Moins d'un sixième de décibel pour toute la transition.

Regardez ensuite ce que ce même via fait réellement à un canal : 2,25 dB en haut d'une bande de 0,1–20 GHz.

Les deux décibels manquants ne sont pas dans le canon. Ils se trouvent dans la partie du canon qui ne contient rien.

D'où vient le talon

Un trou traversant est percé dans toute la planche. Si votre signal entre par le haut et sort par une couche intérieure, le placage situé en dessous de cette couche est toujours là, toujours connecté et fait toujours partie électriquement de la structure. Il ne transmet aucun signal. C'est une ébauche.

Entrez par le haut d'une carte de 1,6 mm et sortez à 0,4 mm, et 1,2 mm de barillet est suspendu au chemin traversant sous la forme d'une ligne de transmission en circuit ouvert. Son admittance d'entrée est de $jY_0\tan(\beta l)$, et une admittance de shunt $Y$ sur une ligne d'impédance $Z$ donne

Quand le stub atteint un quart de longueur d'onde, cette tangente tend vers l'infini et $S_{21}$ vers zéro. Une encoche. Dans l'exemple ci-dessus, elle tombe à 30,48 GHz si l'on ignore les plans — au-dessus de la bande, mais pas son flanc, et c'est du flanc que viennent ces deux décibels.

La perte à l'intérieur du talon est ce qui permet de maintenir l'encoche finie plutôt qu'infinie. Sans elle, l'expression diverge, ce qu'aucune mesure ne fait.

Rétroforage, quantifié

Réglez la profondeur de sortie sur toute l'épaisseur de la carte — un via qui sort par le dessous, ou qui a été contre-percé — et le stub disparaît avec la résonance. La pire perte d'insertion dans la bande passe de 2,25 dB à 0,13 dB.

C'est tout le cas pour le rétroperçage en une seule comparaison. Vous n'êtes pas en train de supprimer les pertes liées au visa. Vous êtes en train de retirer un résonateur.

La question de savoir si cela en vaut la peine dépend de la position de résonance par rapport à votre groupe. Si vous poussez la transition plus profondément, le tronçon se raccourcit et la résonance augmente ; un tronçon de 0,4 mm situé sur la même carte résonne à une fréquence proche de 91 GHz et n'a aucun rapport avec ce que vous êtes susceptible de faire. Le déplacement de l'attribution des couches est gratuit. Le rétroperçage ne l'est pas.

Pourquoi le calculateur ne donne pas l'impédance du via

Le calculateur donnait auparavant l'impédance différentielle de la paire à partir d'un modèle fermé : une capacité coaxiale de chaque fût vers son antipad, plus une capacité bifilaire entre les fûts. Une solution de champ a montré que ce modèle donnait environ la moitié de la vraie valeur.

Résolue en trois dimensions avec les plans que traverse le via en place, et recoupée par une simulation pleine onde, la même paire de 0,25 mm dans un antipad de 0,9 mm fait 85,6 Ω quand les plans sont espacés de 0,1 mm et 96,0 Ω quand ils le sont de 1,0 mm. Les plans sont transversaux aux fûts : ils ajoutent de la capacité à chaque bord de trou mais changent à peine l'inductance, si bien que l'impédance dépend de la densité de leur empilement, et l'espacement des plans ne fait pas partie des dimensions du via.

Sur trois géométries de référence, l'impédance résolue couvre un rapport allant jusqu'à 1,31 sur cette plage d'espacement des plans, si bien qu'aucune formule fondée sur le fût, l'antipad et le pas seuls ne peut tomber à moins de 10 % de tous les cas. Le calculateur n'affiche donc aucune impédance. Pour la valeur, saisissez votre empilement réel dans l'outil pleine onde.

Le stub est plus lent qu'il n'y paraît

La même solution de champ dit aussi quelque chose du stub. Comme les plans chargent le fût de façon capacitive, l'onde se propage plus lentement que $c/\sqrt{\varepsilon_r}$ : sa permittivité effective vaut 1,17 à 1,86 fois $\varepsilon_r$. La résonance quart d'onde $c/(4L\sqrt{\varepsilon_r})$ est donc une borne supérieure. Pour ce via, le stub résolu résonne vers 26,3 GHz au lieu de 30,48 GHz, et la pire perte dans la bande monte à environ 3,4–4,1 dB.

Lisez donc la résonance du calculateur comme la fréquence la plus haute possible de l'encoche, et sa pire perte comme prise à cette résonance non chargée. Si la borne tombe déjà dans votre bande, la vraie encoche y tombe plus profondément encore.

Ce qu'est ce modèle et ce qu'il n'est pas

C'est un modèle de tri à constantes localisées. La charge du stub découle du $S_{21}$ d'une admittance en parallèle, et la perte conductrice est bornée à la limite des plans denses, chaque fût étant dans sa propre paroi coaxiale : $Z_{dense} = \frac{\eta_0}{\pi\sqrt{\varepsilon_r}}\ln(D/d)$, 74,95 Ω ici et en dessous de toute impédance résolue. Ce qu'il n'inclut pas : les courants radiaux dans les plans, la capacité des pastilles, les résonances de la cavité entre plans, la discontinuité là où la piste rejoint le via.

Une véritable transition via est tridimensionnelle et aucune d'entre elles n'est petite. Utilisez-le pour décider si une géométrie mérite une simulation en onde complète, puis exécutez-en une. L'outil FDTD S-Parameter de ce site résout la structure réelle.

Une limite mérite d'être nommée explicitement. Que les deux antipads fusionnent en une seule ouverture ou restent séparés, avec du cuivre de plan entre les fûts, change le couplage entre eux. C'est en partie pourquoi l'impédance demande votre empilement et une solution de champ plutôt qu'une formule ; la résonance du stub et la perte n'en dépendent pas.

Que vérifier, dans l'ordre

Regardez d'abord la résonance sournoise par rapport à votre groupe. S'il est bien supérieur, la transition peut se dérouler comme prévu et vous n'avez pas besoin de dépenser de l'argent pour le rétroéclairage.

S'il se trouve à l'intérieur ou à proximité, essayez de déplacer la transition vers une couche plus profonde avant de procéder à un perçage arrière. Talon plus court, résonance plus élevée, aucune étape de processus supplémentaire.

Obtenez ensuite l'impédance différentielle du via par une simulation pleine onde de votre empilement et comparez-la à l'impédance de votre piste. Le canal voit la désadaptation, pas la valeur absolue.

Et si la réponse est proche d'une limite, simulez-la. Un modèle de sélection qui vous indique que quelque chose est marginal a fait son travail en vous disant de cesser de lui faire confiance.