Viaの損失はバレルにはない

信号を伝えない銅

ビアはめっきされたバレルの短い一片です。20 GHz では 1.6 mm のバレルはほとんど損失を生みません。FR4 中の 0.25 mm のバレルで計算すると、誘電損失は 0.119 dB、導体損失は最大 0.011 dB です。遷移全体でもデシベルの六分の一未満です。

では、同じビアが実際に伝送路に与える影響を見てみましょう。0.1–20 GHz の帯域の上端で 2.25 dB です。

足りない2デシベルはバレルには入っていません。バレルの中で何も運んでいない部分にあります。

スタブの出所

ボード全体に貫通穴ビアが開けられています。信号が上部から入って内側の層から出た場合、その層の下のメッキはまだ存在し、接続されたままで、電気的には構造の一部となっています。信号は伝わりません。スタブです。

1.6 mm ボードの上部から入り、0.4 mm で出口を出ると、1.2 mm のバレルが開回路の伝送線路としてスルーパスからぶら下がっています。その入力アドミタンスは $jY_0\tan(\beta l)$ で、インピーダンスのラインをまたぐシャントアドミタンス $Y$ とすると、$Z$ は次のようになります。

スタブが四分の一波長に達すると、そのタンジェントは無限大になり $S_{21}$ はゼロになります。ノッチです。上の例では、プレーンを無視すると 30.48 GHz に現れます。帯域より上ですが、その裾は帯域内にかかり、その 2 dB 近くの損失は裾から来ています。

スタブ内部の損失によって、ノッチは無限ではなく有限になります。これがないと式がばらばらになり、測定値では発散しません。

バックドリル、定量化

出口の深さを基板の厚さ全体にすると（下面から抜けるビア、またはバックドリルしたビア）、スタブは共振とともに消えます。帯域内の最悪の挿入損失は 2.25 dB から 0.13 dB に下がります。

一度の比較では、これがバックドリルのすべてのケースです。ビアから損失を取り除いているわけではありません。レゾネーターを取り外しているのです。

コストに見合う価値があるかどうかは、レゾナンスの位置がバンドと比べてどこにあるかによります。トランジションを深く押すと、スタブが短くなり、レゾナンスが上昇します。同じボード内の0.4mmのスタブは、91GHz付近で共振するので、あなたが行うであろうこととは無関係です。レイヤー割り当ての移動は自由です。バックドリルはできません。

計算ツールがビアのインピーダンスを示さない理由

この計算ツールは以前、閉じた形のモデルでペアの差動インピーダンスを示していました。各バレルからアンチパッドへの同軸容量に、バレル間の平行二線の容量を加えたものです。電磁界解析によって、そのモデルは真の値の約半分を示していたことがわかりました。

ビアが貫通するプレーンを含めて三次元で解き、フルウェーブで照合すると、0.9 mm のアンチパッド内の同じ 0.25 mm のペアは、プレーン間隔 0.1 mm で 85.6 Ω、1.0 mm で 96.0 Ω です。プレーンはバレルと直交しているため、穴の縁ごとに容量を加えますがインダクタンスはほとんど変えません。そのためインピーダンスはプレーンの積層の密度に依存しますが、プレーン間隔はビアの寸法には含まれません。

三種類の基準形状では、このプレーン間隔の範囲で解析インピーダンスが最大 1.31 倍の幅で変わるため、バレル、アンチパッド、ピッチだけの式ではすべての場合に 10 % 以内に収まりません。そのため計算ツールはインピーダンスを示しません。値は、実際の積層構成をフルウェーブツールに入力して求めてください。

スタブは見かけより遅い

同じ電磁界解析はスタブについても教えてくれます。プレーンがバレルに容量性の負荷をかけるため、波は $c/\sqrt{\varepsilon_r}$ より遅く進み、その実効誘電率は $\varepsilon_r$ の 1.17–1.86 倍になります。したがって四分の一波長共振 $c/(4L\sqrt{\varepsilon_r})$ は上限です。このビアでは解析したスタブは 30.48 GHz ではなく 26.3 GHz 付近で共振し、帯域内の最悪損失は約 3.4–4.1 dB に上がります。

ですから、計算ツールの共振はノッチがとりうる最も高い周波数として、その最悪損失はその無負荷の共振で求めた値として読んでください。上限がすでに帯域内にあるなら、実際のノッチは帯域のさらに内側にあります。

このモデルは何で、何ではないのか

これは集中定数のスクリーニングモデルです。スタブの負荷は並列アドミタンスの $S_{21}$ から導かれ、導体損失は各バレルがそれぞれ同軸の壁の中にある密なプレーンの極限で上限を与えています。$Z_{dense} = \frac{\eta_0}{\pi\sqrt{\varepsilon_r}}\ln(D/d)$ はここでは 74.95 Ω で、解析したどのインピーダンスよりも低い値です。含まれていないもの：プレーン内の放射状の電流、パッド容量、プレーン間キャビティの共振、トレースとビアが接する部分の不連続。

実際のビア遷移は3次元であり、どれも小さいものではありません。これを使って、あるジオメトリがフルウェーブシミュレーションに適しているかどうかを判断し、実際に実行してください。このサイトのFDTD Sパラメータツールは実際の構造を解きます。

一つの境界を明示しておきます。2 つのアンチパッドが一つの開口にまとまるか、バレルの間にプレーンの銅を挟んで分かれるかで、バレル間の結合が変わります。インピーダンスに式ではなく積層構成と電磁界解析が必要な理由の一つはここにあります。スタブ共振と損失はそれに依存しません。

確認すべき点、順番に

まず、自分のバンドのスタブレゾナンスを見てください。それよりはるかに上であれば、遷移は引いたとおりで問題ないかもしれません。バックドリルは使う必要のないお金です。

内側か近い場合は、バックドリルに手を伸ばす前にトランジションをより深いレイヤーに移動してみてください。スタブが短く、レゾナンスが大きく、余分なプロセスステップは不要です。

次に、ビアの差動インピーダンスを積層構成のフルウェーブシミュレーションで求め、トレースのインピーダンスと比較してください。伝送路が受けるのは絶対値ではなく不整合です。

そして、答えが限界に近い場合は、それをシミュレートしてください。何かが取るに足らないことを伝えるスクリーニングモデルは、それを信頼するのをやめるように指示することで役目を果たしました。