EMC / Compliance2026년 7월 20일9분 읽기

그라운드 플레인이 0옴이 아닌 이유 (중요한 경우)

접지면 임피던스와 주파수를 계산합니다.EMC 규정 준수를 위해 PCB 접지면의 표면 효과, AC 저항 및 인덕턴스를 이해하십시오.

이상적인 땅에 대한 신화

모든 도식에는 지반이 완벽한 등전위로 표시됩니다.임피던스가 전혀 없는 단일 노드, 무한한 수용력.PCB의 접지면은 그 이상적이어야 현실이 될 것입니다.

그렇지 않습니다.

DC에서는 대부분의 회로에서 구리의 저항을 무시해도 될 만큼 충분히 가까워집니다.하지만 감지할 수 있는 어떤 주파수에서든 전류를 흐르게 하고 생각보다 낮은 주파수에서 “감지 가능한” 주파수로 전류를 흐르게 되면 그 평면은 실제 임피던스를 발생시킵니다.여기저기에 전압 강하가 나타납니다.복귀 전류는 예상치 못한 경로를 따릅니다.EMC에 합격하려는 사람이라면 이 부분에서 흥미를 느낄 수 있습니다.

구리 시장에서 실제로 일어나고 있는 일

접지면에는 중요한 세 가지 임피던스 구성 요소가 있습니다. 바로 DC 저항, AC 저항 (표면 효과로 인해 주파수에 따라 증가함), 인덕턴스입니다.저주파에서는 DC 저항이 우세합니다.주파수가 증가함에 따라 표피 효과는 전류를 표면에서 점점 더 얇은 층으로 밀어넣어 유효 저항을 높입니다.결국 유도 리액턴스가 완전히 자리를 잡게 됩니다.

직사각형 평면의 DC 저항은 간단합니다.

R_{DC} = \frac{\rho \cdot L}{W \cdot t}

여기서 $\rho$ 은 저항률 (구리의 경우 약 $1.68 \times 10^{-8}$ Ω·m ), $L$ 은 전류가 이동하는 길이, $W$ 은 너비, $t$ 은 구리 두께입니다.

표피 깊이는 주파수에 따라 사물이 달라지는 지점입니다.

\delta = \sqrt{\frac{\rho}{\pi \cdot f \cdot \mu}}

100MHz에서 구리의 표피 깊이는 약 6.6 μm입니다. 표준 1 oz 구리의 두께는 35 μm이고, 플레인의 리턴 전류는 리턴 쪽을 향한 면으로 흐르므로 이 주파수에서는 그 면의 바깥쪽 ~6.6 μm만 사용합니다. 유효 두께가 5분의 1 미만으로 줄었습니다.

AC 저항은 다음과 같습니다.

R_{AC} = \frac{\rho \cdot L}{W \cdot \delta}

\delta \ll t

일 때이며, 전류는 리턴 쪽을 향한 한 면으로만 흐릅니다. 표피 깊이가 구리 두께에 가까워지면 저항은 DC 값으로 되돌아갑니다.

다음은 인덕턴스이며, 이를 결정하는 것은 리턴까지의 거리입니다. 리턴 플레인 위 높이 $h$ 에 있는 플레인에서 길이 $L$ , 폭 $W$ 인 경로의 인덕턴스는 다음과 같습니다.

L_{plane} = \frac{\mu_0 \cdot h \cdot L}{W}

이 인덕턴스는 주파수에 따라 크게 변하지 않지만 리액턴스 ( $X_L = 2\pi f L_{plane}$ ) 는 선형적으로 증가합니다.일부 크로스오버 주파수에서는 유도 리액턴스가 저항을 초과하여 평면이 저항이라기보다는 인덕터처럼 동작하기 시작합니다.

실제 예: 100MHz에서 100mm × 50mm 그라운드 플레인

실제 수치로 살펴보겠습니다. 1 oz (35 μm) 구리를 사용한 길이 100mm, 폭 50mm의 접지면 구간이 있다고 가정해 보겠습니다. 100MHz에서의 임피던스를 구해 봅니다. 리턴은 1mm 떨어진 플레인이며, 이는 계산기의 기본 간격입니다.

DC 저항:

R_{DC} = \frac{1.68 \times 10^{-8} \cdot 0.1}{0.05 \cdot 35 \times 10^{-6}} = 0.96 \text{ mΩ}

밀리옴 미만멋져 보이죠?

100MHz에서의 표피 깊이:

\delta = \sqrt{\frac{1.68 \times 10^{-8}}{\pi \cdot 10^8 \cdot 4\pi \times 10^{-7}}} = 6.52 \text{ μm}

6.52 μm는 35 μm보다 훨씬 작으므로 확실히 표피 효과 영역에 있습니다.

AC 저항:

리턴 전류는 리턴 플레인 쪽 면에 몰리므로, 표피 깊이 하나만큼만 전류를 운반합니다.

R_{AC} = \frac{1.68 \times 10^{-8} \cdot 0.1}{0.05 \cdot 6.52 \times 10^{-6}} = 5.15 \text{ mΩ}

DC 저항보다 이미 5.4배 높습니다.

플레인 인덕턴스:

리턴 플레인이 1mm 아래에 있을 때:

L_{plane} = \frac{4\pi \times 10^{-7} \cdot 0.001 \cdot 0.1}{0.05} = 2.51 \text{ nH}

유도 리액턴스:

X_L = 2\pi \cdot 10^8 \cdot 2.51 \times 10^{-9} = 1.58 \text{ Ω}

총 임피던스:

|Z| = \sqrt{R_{AC}^2 + X_L^2} = \sqrt{0.00515^2 + 1.58^2} = 1.58 \text{ Ω}

따라서 “완벽한” 그라운드 플레인은 실제로 100MHz에서 1.58 Ω 의 임피던스를 갖습니다.이는 거의 전적으로 유도적인 것으로, 이 시점에서의 저항은 반올림 오차입니다.

이 경로를 통해 100MHz에서 1A의 리턴 전류를 흘리면 접지면에 1.58V의 전압 강하가 발생합니다. 10mA만 흘려도 15.8mV가 남습니다. 게다가 500MHz에서는 이 인덕턴스가 7.9Ω, 1GHz에서는 15.8Ω이 됩니다.

그라운드 플레인 임피던스 대 주파수 비교계산기로 자신만의 지오메트리를 실행할 수 있습니다.

백분율로 표현하면 결정이 됩니다.

스킨 깊이 자체로는 실행할 수 없습니다.100MHz에서 6.6um이라는 것을 알면 구리 두께가 17.5um인지 105um인지 알기 전까지는 아무 것도 알 수 없습니다.유용한 양은 비율입니다. 일단 그런 식으로 프레임을 만들면 디자인 게이트로 바뀝니다.

1온스 구리 (35um) 에:

주파수	표피 깊이	두께의 %로	R_AC / R_DC
1 MHz	66.08 um	189%	1.14
1 GHz	2.09 um	5.97%	8.38

1MHz에서 스킨 깊이는 구리의 거의 두 배입니다.전류가 횡단면 전체를 채우고, AC 저항은 기본적으로 DC 값이며, 구리 중량을 고려하면 기대했던 만큼의 무게를 얻을 수 있습니다.1GHz가 되면 전류는 구리의 약 6% 로 제한되고 저항은 8배 이상 높습니다. 같은 구리에서 시트 저항은 평방당 0.4926에서 4.126밀리옴으로 증가합니다.

게이트는 대략 이것과 같습니다.100% 이상에서는 도체가 완전히 사용되고 구리가 무거울수록 그에 비례하여 AC 저항이 감소합니다.약 1/3 미만에서는 대부분의 구리가 해당 주파수에서 유휴 상태이므로 두께를 늘려도 전기적으로 구매할 수 있는 것은 거의 없습니다.구리는 열적으로나 DC에서도 여전히 도움이 되기 때문에 무거운 구리는 절대 낭비되지 않습니다. 해결하려는 문제에 도움이 되지 않을 뿐입니다.

표에 대한 주의 사항입니다. 이 표는 표피 깊이 백분율 계산기의 고립 도체 모델에서 나온 것으로, 전류가 양쪽 면으로 흐르므로 두 층이 가운데에서 만날 때까지 유효 전도 깊이는 표피 깊이의 약 두 배입니다. 리턴 위의 플레인은 리턴 쪽을 향한 면으로만 리턴 전류를 흘리며, 접지면 임피던스 계산기가 모델링하는 것은 이 경우입니다. 1GHz에서 같은 1 oz 구리에 대해 R_AC / R_DC = 16.7로, 표의 값의 약 두 배입니다.

휴대할 가치가 있는 두 가지 주의 사항.저항률은 1도당 약 0.39% 상승하므로 105°C에서 동작하는 플레인의 손실은 실내 온도 수치보다 눈에 띄게 더 큽니다.이 모델은 부드러운 전도체를 모델링합니다. 표면 깊이가 포일의 거칠기 프로파일에 가까워지면 측정된 손실이 예측을 초과하기 때문에 고주파에서는 호일 거칠기가 구리 무게보다 더 중요해지기 시작합니다.

이게 정말 중요할 때

대부분의 경우 그라운드 플레인 임피던스는 무시해도 되는 2차 효과입니다.하지만 물릴 수 있는 상황도 있습니다.

고전류 스위칭 과도 현상

스위칭 컨버터의 MOSFET이 켜지면 전류 슬루율이 1A/ns 이상에 도달할 수 있습니다.2.51nH의 플레인 인덕턴스는 다음을 생성합니다.

V = L \cdot \frac{di}{dt} = 2.51 \times 10^{-9} \cdot 10^9 = 2.51 \text{ V}

암페어/나노초당입니다. 5ns에 10A를 스위칭하면, 비아, 트레이스, 패키지 리드의 인덕턴스를 세기도 전에 이 100mm 경로를 따라 플레인 자체에서만 5.0V의 그라운드 바운스가 발생합니다.

EMC 사전 규정 준수

방사 방출은 주로 접지면의 전압 강하로 인해 케이블에 공통 모드 전류가 흐르면 발생합니다.접지면이 고조파 주파수에서 몇 밀리볼트라도 발전하면 I/O 케이블에 연결되어 배기가스 스캔 시 급증으로 나타날 수 있습니다.임피던스 프로파일을 이해하면 문제가 될 주파수를 예측하는 데 도움이 됩니다.

민감한 아날로그 회로

1mV LSB를 사용하는 ADC는 DC에서 플레인의 0.96mΩ에 신경 쓰지 않습니다. 하지만 리턴 전류가 100MHz로 스위칭하는 디지털 회로와 경로를 공유한다면, 그 경로의 1.58Ω이 측정에 직접 노이즈를 주입할 수 있습니다.

흔히 저지르는 실수와 문제점

두꺼운 구리는 항상 도움이 된다고 가정하는 것이 좋습니다

DC에서는 그렇습니다. 구리 두께를 두 배로 늘리면 저항이 절반으로 줄어듭니다.하지만 일단 표피 효과가 우세하면 두께는 무의미해집니다.표피 깊이가 6.6 μm 인 100MHz에서 구리를 1온스에서 2온스로 낮추면 AC 저항에 거의 영향을 미치지 않습니다.전류는 이미 두 옵션 중 어느 쪽이 제공하는 것보다 더 얇은 층으로 제한되어 있습니다.전류가 흐르지 않는 구리에 대한 비용을 지불하고 있는 셈이죠.

반환 경로 길이 무시

계산기에서 평면 길이를 묻는데, 어떤 길이를 사용해야 할까요?보드 치수가 아니라 복귀 전류 경로 길이입니다.복귀 전류는 최소 임피던스의 경로를 따르며, 고주파에서는 신호 트레이스 바로 아래에 위치합니다.신호 트레이스가 컷아웃 주위에서 50mm 우회하는 경우 리턴 전류도 마찬가지로 우회하므로 이 길이가 중요합니다.

평면을 균일한 것으로 취급

슬롯, 컷아웃 또는 커넥터 홈아웃이 있는 접지면은 단순한 직사각형이 아닙니다.장애물 주위로 전류가 흐르면 유효 길이가 늘어나고 공진 구조물이 생길 수 있습니다.계산기는 기준선을 알려주지만 실제 보드는 항상 더 나쁩니다.

다중 레이어를 잊어버리기

비아로 연결된 여러 층에 접지면이 있으면 전류가 두 층 사이에 분배됩니다.이렇게 하면 일반적으로 도움이 됩니다. 두 개의 병렬 평면이 인덕턴스의 절반을 차지하지만 인덕턴스를 통해 얻을 수 있는 성능 중 일부를 다시 얻을 수 있습니다.복잡하며 간단한 2D 계산으로는 이를 포착할 수 없습니다.

데이터시트의 전도도 수치 사용

순수 구리의 전도도는 $5.96 \times 10^7$ S/m이며, PCB에 전착된 구리는 일반적으로 5-10% 더 낮습니다.또한 구리가 열 사이클을 여러 번 거치면 더 성능이 저하될 수 있습니다.계산기를 사용하여 전도도를 조정할 수 있습니다. 이상적인 구리라고 가정하면 결과가 낙관적일 수 있습니다.

주파수 크로스오버 포인트

유용한 멘탈 모델이 하나 있습니다. 일부 크로스오버 주파수 아래에서는 평면이 저항이고 그 위에서는 유도성입니다. $R_{AC} = X_L$ 을 설정하고 주파수를 풀어서 이 값을 추정할 수 있습니다. 하지만 솔직히 계산기를 주파수 범위로 쓸어 넘겨 임피던스 곡선의 기울기가 어디에서 변하는지 관찰하는 것이 더 쉽습니다.

리턴 위의 플레인에서 크로스오버는 플레인의 길이나 폭이 아니라 구리와 간격에만 의존합니다. 리턴에서 1mm 위에 있는 이 1 oz 플레인에서는 약 61kHz이고, 리턴이 0.1mm 떨어져 있으면 약 610kHz입니다. 크로스오버 아래에서는 플레인을 더 넓게 만들면 임피던스가 줄어듭니다 (낮은 저항). 그 위에서도 인덕턴스가 1/W로 줄어들기 때문에 플레인을 넓히는 것이 똑같이 효과가 있으며, 리턴을 가깝게 하는 것도 마찬가지입니다. 인덕턴스는 h/W에 비례합니다.

시도해 보세요

실제 보드 치수를 그라운드 플레인 임피던스 대 주파수 계산기에 연결하세요.작동 주파수를 시험한 다음 고조파 (세 번째, 다섯 번째, 일곱 번째) 를 시험해 보십시오.인덕턴스가 어느 부분에서 영향을 받는지 확인해 보세요.EMC 문제를 해결하는 경우 오류가 발생한 주파수를 확인하고 그곳의 접지 플레인 임피던스가 어떻게 보이는지 확인하십시오.

이 수치를 보면 페라이트 비드가 예상만큼 효과가 나타나지 않는 이유나 디커플링 캡을 5mm 움직였을 때 효과가 나타난 이유를 설명할 수 있습니다.접지는 0옴이 아닙니다.전혀 그렇지 않았어요.

자주 묻는 질문

100MHz에서 구리의 표피 깊이는 얼마입니까?

100MHz에서 구리의 표면 깊이는 약 6.6 μm. 입니다. 즉, 전류가 얇은 표면층에 국한되어 약 13 μm.보다 두꺼운 도체의 DC 저항에 비해 AC 저항이 크게 증가합니다.

접지면 DC 저항을 어떻게 계산합니까?

접지면 DC 저항은 R_DC = (ρ × L)/(W × t) 를 사용하여 계산됩니다. 여기서 ρ 는 구리 저항률 (1.68 × 10⁻⁸ Ω·m), L은 전류 경로 길이, W는 너비, t는 구리 두께입니다.1온스 구리 (35 μm), a) 의 경우 100mm × 50mm 평면의 경우 약 0.96 mΩ DC 저항이 있습니다.

접지면 인덕턴스가 저항보다 우세한 주파수는 무엇입니까?

유도 리액턴스 (X_L = 2πfL) 가 AC 저항을 초과하면 접지면 임피던스가 저항성에서 유도성으로 전환됩니다.이 크로스오버 주파수는 기하학에 따라 달라지지만, 스킨 효과가 이미 AC 저항을 DC 값 이상으로 크게 증가시켰을 때 발생합니다.

접지면 임피던스가 주파수에 따라 증가하는 이유는 무엇입니까?

접지면 임피던스는 두 가지 효과로 주파수에 따라 증가합니다. 표피 효과는 전류를 더 얇은 표면층으로 밀어 넣고 (AC 저항 증가), 유도 리액턴스는 주파수에 따라 선형적으로 증가합니다.100MHz에서 구리의 표면 깊이는 6.6 μm, 에 불과하며 표준 1온스 구리의 유효 도체 두께를 절반 이상 줄입니다.