グランドプレーンがゼロオームではない理由 (重要な場合)

理想地についての神話

すべての回路図では、グラウンドが完全な等電位として示されています。単一ノード、ゼロインピーダンス、無限に対応。PCBのグランド・プレーンは、その理想が現実のものになるはずです。

そうではありません。

DCでは、ほとんどの回路では、固体銅の流入抵抗は無視できる程度に近くなります。しかし、ある程度の周波数で電流を流した瞬間、そして「かなりの」周波数で電流を流した瞬間、つまり「かなりの」状態が、思っているよりも低い値から始まると、そのプレーンには実際のインピーダンスが発生します。その両端に電圧降下が現れます。リターン電流は予想外の経路を流れます。そして、EMCの合格を目指すなら、ここが興味深いところです。

銅線では実際に何が起きているのか

グラウンド・プレーンには、DC 抵抗、AC 抵抗 (表皮効果により周波数とともに増加する)、インダクタンスという 3 つのインピーダンス成分が重要になります。低周波数では DC 抵抗が支配的になります。周波数が上がるにつれて、表皮効果によって表面の薄くなる層に電流が押し込まれ、実効抵抗が増加します。最終的には、誘導性リアクタンスが完全に引き継がれます。

長方形の平面の DC 抵抗は単純明快です。

ここで、$\rho $は抵抗率 (銅の場合は約$1.68 \times 10^{-8}$Ω·m)、$ L $は電流が流れる長さ、$ W $は幅、$ t$は銅の厚さです。

皮膚の深さは、物事が周波数に依存するところです。

100 MHz の銅の場合、表皮の深さは約 6.6 μm です。標準の 1 オンス銅の厚みは 35 μm なので、この周波数では、電流は外側の約 13 μm (両面) の部分しか消費しません。有効厚さが半分以上下がりました。

AC 抵抗は次のようになります。

$\\delta < t/2$の場合。表皮の深さが銅の厚さの半分を超えると、DCレジームのままです。

次に、インダクタンスがあります。平面の部分インダクタンスは形状によって異なりますが、長方形の断面の妥当な近似値は次のようになります。

このインダクタンスは周波数によってあまり変化しませんが、リアクタンス ($X_L = 2\\pi f L$) は直線的に増加します。あるクロスオーバー周波数では、誘導性リアクタンスが抵抗を上回り、プレーンは抵抗というよりインダクタのように振る舞い始めます。

実際の例:100 MHz での 100 mm × 50 mm のグランド・プレーン

実際の数値を調べてみましょう。たとえば、1 オンス (35 μm) の銅を使用した、長さ 100 mm、幅 50 mm のグランドプレーン部分があるとします。100 MHz でのインピーダンスを知りたいとします。

直流抵抗値:

ミリオーム未満。素晴らしく見えますよね？

100 MHzでの皮膚深度:

6.6μmは35μm（17.5μm）の半分をはるかに下回るので、私たちはしっかりと皮膚効果レジームに入っています。

交流抵抗:

電流は両面に流れるため、有効厚さは$2\\delta = 13.2$μmです。

直流抵抗の2.6倍はすでに高くなっています。

プレーンインダクタンス:

上の近似値を使うと:

誘導リアクタンス: 合計インピーダンス:

つまり、あなたの「完璧な」グランド・プレーンは、実際には 100 MHz で 24 mΩ のインピーダンスがあるということです。これはほぼ完全に誘導性であり、この時点での抵抗は四捨五入誤差です。

この経路に 100 MHz で 1 A のリターン電流を流すと、グランドプレーン全体で 24 mV の電圧降下が発生します。これは大惨事ではありませんが、ゼロというわけでもありません。さらに悪いことに、500 MHz では、そのインダクタンスが 120 mΩ になります。1 ギガヘルツでは 240 ミリオーム。

グランドプレーンインピーダンス対周波数 計算機を開いて、独自のジオメトリを実行してください。

これが実際に問題になるとき

ほとんどの場合、グラウンド・プレーンのインピーダンスは無視して構わない二次的な影響です。しかし、それがあなたを悩ませる状況もあります。

高電流スイッチングトランジェント

スイッチングコンバータのMOSFETがオンになると、電流スルーレートは1A/ns以上になることがあります。38 nHのプレーンインダクタンスにより、次のようになります。

1 アンペアあたり 1 ナノ秒あたり。5nsで10Aをスイッチングする場合、ビアやトレース、パッケージリードのインダクタンスを数える前に、プレーン自体から76mVのグラウンド・バウンスが発生します。

EMC プリコンプライアンス

放射性エミッションは、多くの場合、ケーブルにコモンモード電流を流すグランドプレーン間の電圧降下から発生します。グランドプレーンが高調波周波数で数ミリボルトも発生すると、それが入出力ケーブルに結合して、エミッションスキャンのスパイクとして現れることがあります。インピーダンス・プロファイルを理解しておくと、どの周波数が問題になるかを予測するのに役立ちます。

高感度アナログ回路

1mV LSBを搭載したADCは、DCでの24mΩのグラウンド・インピーダンスを気にしません。しかし、そのリターン電流が100 MHzでスイッチングするデジタル回路と経路を共有している場合、その24mΩが測定値に直接ノイズを注入する可能性があります。

よくある間違いと落とし穴

厚い銅が常に役立つと仮定すると

DCではそうです。銅の厚さを2倍にすると抵抗が半分になります。しかし、表皮効果が優勢になると、厚みは重要ではなくなります。100 MHz、表皮の深さ 6.6 μm では、銅を 1 オンスから 2 オンスに変更しても、AC 抵抗にはほとんど影響がありません。電流はすでにどちらのオプションよりも薄い層に制限されています。電流を流さない銅にお金を払っていることになります。

リターンパスの長さを無視すると

電卓ではプレーンの長さを尋ねられますが、どのくらいの長さを使うべきでしょうか？これはリターン電流の経路長であり、基板の寸法ではありません。リターン電流はインピーダンスの最も小さい経路をたどります。つまり、高周波数では信号トレースの真下に流れます。シグナルトレースがカットアウトの周りを50 mm迂回する場合、リターン電流も迂回します。これが重要な長さです。

平面を均一なものとして扱うこと

スロット、カットアウト、またはコネクタキープアウトのあるグランドプレーンは単純な長方形ではありません。障害物の周りを電流が流れる必要があるため、有効距離が長くなり、共振構造が形成されることがあります。計算機はベースラインを示しますが、実際のボードは常に劣ります。

複数レイヤーのことを忘れてしまう

ビアで接続された複数の層にグランドプレーンがある場合、電流はそれらの層に分散されます。これは一般的には役に立ちます。2つの平行なプレーンではインダクタンスが半分になりますが、ビア・インダクタンスによって得られる効果の一部が戻ってきます。これは複雑で、単純な 2D 計算では理解できません。

データシートの導電率数値の使用

純銅の導電率は$5.96 \times 10^7$ S/mで、PCB上の電着銅は通常5～ 10% 低くなります。また、銅が複数の熱サイクルを経ていると、さらに劣化する可能性があります。電卓では導電率を調整できますが、調整する必要があります。理想的な銅を使用すれば結果は楽観的になると仮定してください。

周波数クロスオーバーポイント

ここで役に立つメンタルモデルがあります。あるクロスオーバー周波数より下ではプレーンが抵抗性になり、それより上では誘導性になります。これは$R_{AC} = X_L$を設定して周波数を解くことで推定できますが、正直なところ、周波数範囲全体で電卓を掃引して、インピーダンス曲線の傾きが変化する場所を見るほうが簡単です。

一般的な PCB のジオメトリでは、このクロスオーバーは 1 MHz から 100 MHz の間のどこかで発生します。クロスオーバーより下では、プレーンを広くするとインピーダンスが下がります (抵抗が低くなります)。それより上では、プレーンを広くすることが (インダクタンスを低くする) ことには役立ちますが、インダクタンスは形状と対数的に変化するため、改善はそれほど劇的ではありません。

試してみてください

実際の基板寸法を グラウンド・プレーン・インピーダンス対周波数計算ツール に入力してください。動作周波数を試してから、3次高調波、5次高調波、7次高調波を試してください。インダクタンスがどこを引き継ぐのか見てみましょう。EMCの問題をトラブルシューティングする場合は、故障している周波数を調べ、グラウンド・プレーンのインピーダンスがどのようになっているかを調べてください。

この数字から、フェライト・ビーズが期待したほど役に立たない理由や、デカップリング・キャップを5 mm動かすと違いが生じた理由が説明できるかもしれません。グラウンドはゼロオームではありません。そんなことはない